Techniques de commande des convertisseurs non polluants

Techniques de commande des convertisseurs non polluants

Il existe deux techniques fondamentales de traitement du signal pour améliorer la qualité de l’énergie dans les convertisseurs à savoir : La correction dans le domaine temporel; La correction dans le domaine Fréquentiel.

La correction dans le domaine temporel C’est une approche qualifiée de temps réel. Elle est particulièrement adaptée aux cas de charges qui présentent des variations très rapides de leur spectre harmonique. Ces techniques peuvent être classifiées comme suit (9] : Commande par Modulation de Largeur d’Impulsions MLI à deux ou trois niveaux; Commande par Hystérésis à deux ou trois niveaux; Commande Vectorielle à deux ou trois niveaux.

La correction dans le domaine fréquentiel C’est une approche qualifiée de temps différé. Elle est adaptée aux cas des charges dont le contenu harmonique du courant absorbé varie peu dans le temps. Elle utilise le principe de l’analyse fréquentielle et s’appuie sur la transformée de Fourier rapide (FFT). Cette méthode permet un traitement global ou sélectif des rangs harmoniques et nous en citons deux variantes [9] :

Injection d’harmoniques pré-calculées ou prédéterminées pour des harmoniques fixes et prédominant; Détermination d’harmoniques à injecter selon l’erreur extraite entre le signal de référence et le signal réel.

Les redresseurs triphasés : état de la recherche

Depuis l’apparition de la notion de redresseur non polluant utilisé soit au niveau des entraînements électriques à vitesse variable, en informatique ou en télécommunication, le haut rendement, le faible taux d’harmoniques et la fiabilité ont été parmi les caractéristiques les plus recherchées. En effet, le redresseur conventionnel à diodes ou à thyristors présente plusieurs problèmes liés principalement aux harmoniques du courant de ligne et à la régulation de la tension du bus côté courant continu CC. Ainsi, avant d’entamer notre recherche, il a fallu survoler et sillonner les travaux effectués dans ce domaine et se pencher davantage sur la description des principes de fonctionnement des redresseurs non polluants.

Principe de fonctionnement des redresseurs non polluants Avant de présenter plus en détail les convertisseurs non polluants, il est intéressant de constater qu’il existe une certaine identité technologique entre ces deniers et les filtres actifs. En effet : Lorsque la consigne de courant appliquée à la commande est égale au contenu harmonique du courant absorbé par la charge perturbatrice, alors le convertisseur annule complètement les harmoniques au point de connexion : il s’agit d’un compensateur actif. Lorsque la stratégie de commande d’un pont redresseur impose la circulation d’un courant réduit à son seul fondamental, il s’agit alors de prélèvement sinusoïdal, et le redresseur est alors qualifié de non polluant; Ainsi, moyennant deux techniques de commande différentes, la même topologie de puissance peut satisfaire à la dépollution et à la non pollution.

Les topologies de :redresseurs modernes dits non polluants Qu’il s’agisse de chargeurs de batteries, de variateurs de vitesse pour moteur à courant continu ou de convertisseurs de fréquence, le redresseur demeure l’élément en relation directe avec le réseau. Le principe du prélèvement sinusoïdal consiste à forcer le courant absorbé à être sinusoïdal en se basant généralement sur la technique de commutation dite MLI. Deux grandes familles se distinguent, selon que le redresseur se comporte comme une source de tension (cas le plus général) ou une source de courant. Dans notre application, désirant concevoir un convertisseur délivrant un bus CC régulé, nous envisageons d’utiliser un redresseur source de tension.

Ce dernier  pourra être utilisé en amont : d’un convertisseur CC/CC réalisant ainsi la fonction de chargeur de batteries d’un convertisseur CC/CA pour l’alimentation d’une machine CA La modulation de la tension est obtenue par l’intermédiaire d’un asservissement visant à maintenir le courant au plus près de la sinusoïde de tension souhaitée. Ainsi, les courants harmoniques résiduels ont une fréquence qui est celle de la modulation, et de ses multiples, ce qui facilite le filtrage. La fréquence de modulation est liée  aux caractéristiques des semi-conducteurs utilisés.

Les principales générations des redresseurs triphasés non polluants Nous présentons dans ce paragraphe les différents travaux se rapportant à notre problématique. Ces travaux ont été réalisés sur les convertisseurs triphasés depuis les années 1970.

Première génération Cette génération de convertisseurs non polluants s’est étendue de 1969 à 1985. Les techniques utilisées au niveau de ces convertisseurs se sont basées sur l ‘utilisation de sources additionnelles au circuit de base afin d’y injecter un courant de forme spécifique et améliorer par conséquent le contenu harmonique des courants de ligne.

– Bird 1969: Les travaux de recherche de Bird [11] ont conduit à une solution satisfaisante qui a eu comme but de réduire les harmoniques à la source et non de les supprimer ou de diminuer leurs effets à l’aide d’élément de filtrage. Son concept s’est basé sur l’injection du courant de la troisième harmonique hh (180Hz), par le biais d’une source de courant.Les harmoniques qui sont normalement présentes dans le courant de ligne sont substantiellement réduites, vu que la forme de ce courant est nettement améliorée.

– Ametani 1972 Un concept semblable à celui de Bird a été repris dans les travaux d’ Ametani [12]. Ce principe consiste, comme le montre la figure 9, à injecter, la troisième harmonique ausecondaire du transformateur triphasé, de sorte que le courant de ligne au côté primaire soit quasi-sinusoïdale. En effet, si nous considérons l’alternance positif et l’intervalle n/6<rot<5rrJ6, la phase 1 (phl) est active (puissance transférée côté CC via cette phase), nous avons alors ip1=idc+ih. Durant, l’intervalle O<rot<n/6 et 5n/6<rot<n, la phase 1 (phl) est inactive, nous avons ip2=idc+ih et ip3=-idc+ih, ce qui veut dire que le courant Îpl=-2ih. La forme total de ce courant injecté sur une période, correspond quasiment à tous les harmoniques du courant de ligne (non compensé) déphasé de 180°. De ce fait, la sommede ce courant avec le courant non-compensé donne un courant quasi-sinusoïdal ip1 compensée. Le schéma utilisé pour ce faire est celui de la figure 1 O.

– A:rillaga 1983 :Dans le même ordre d’idée, Arillaga [13] a appliqué le concept d’injection d’un courant modulé de forme spécifiquement appropriée au secondaire du transformateur d’alimentation (figure 11). Dans le cas où ide est continu (charge fortement inductive), l’injection d’un courant Îh+ (ih-) donne un courant icat Ciano) comme illustré dans la figure .

Seconde génération La vague de convertisseurs utilisant des sources qui injectent un courant de forme spécifique pour améliorer le contenu harmonique des courants de ligne a été suivie par l ‘utilisation du concept de modulation du courant à haute fréquence. Cette approche a été d’autant plus efficace grâce à l’évolution connue par les semi conducteurs de puissance et qui a permis aux concepteurs d’envisager une telle issue dès 1987.

– Boon Teck Ooi 1987  :Le convertisseur proposé par Ooi [14] est donné par la figure 13. Il s’agit d’un pont redresseur triphasé à six interrupteurs actifs avec des diodes antiparallèles qui sont connectées au réseau triphasé à travers les inductances Lï (i=l,2,3 nombre de phases). Ces inductances Li assurent d’une part la fonction survolteur avec le condensateur C et les interrupteurs du pont et d’autre part le filtrage côté CA du courant de ligne. Ce montage permet d’obtenir des courants de ligne sinusoïdaux et un bus de tension CC régulé.

– Dixon 1988:La figure 14 illustre le principe introduit par Dixon [15]. L’interrupteurS et la diode D constituent le modulateur de tension. La tension aux bornes de S (Vs) passe ainsi de 0 à V de selon que S est à l’état passant ou bloqué.Lorsque le transistor S est bloqué, le courant dans L diminue, à condition que V de soit supérieure à V sL, Cette condition nécessite que la tension V de soit supérieure à la tension crête de V sL, soit la valeur efficace de la tension alternative, multipliée par deux [8]. Si cette condition est remplie, il est possible à tout instant de faire augmenter ou diminuer le courant dans L. En contrôlant les temps respectifs de conduction et de blocage de l’interrupteurS, il est ainsi possible de forcer l’évolution temporelle du courant dans L. Concernant le montage triphasé de la figure 15, il utilise le même pnnc1pe de fonctionnement que celui de la figure 14 et est constitué de trois redresseurs monophasés connectés à un bus CC commun. La structure triphasée permet d’atteindre un facteur de puissance unitaire. Elle présente néanmoins les inconvénients suivants : Les harmoniques triples ne peuvent pas être éliminées complètement; Le nombre de composants nécessaires est trois fois celui du montage monophasé;

– Prasad 1991 :Prasad dans ces travaux [16] a adopté le même principe expliqué précédemment et l’a utilisé également pour les applications à moyenne et haute puissance en utilisant un redresseur à diodes triphasé en pont. Cette solution aux problèmes de pollution harmonique consiste à utiliser la topologie de la figure 16.Le convertisseur proposé par Prasad se compose d’inductances élévatrices li (i=1,2,3), d’un redresseur triphasé à diodes, d’un module actif de correction du facteur de puissance et d’un condensateur de filtrage C. La mise en forme des courants de ligne est obtenue par l’utilisation des composants du boost à savoir, li, S et D. S commute à fréquence constante au moment où le rapport cyclique varie selon la variation de la charge et de sorte que les courants de ligne soient discontinus. Quand S conduit les trois phases du redresseur sont court-circuitées à travers li et les six diodes, ce qui incite les courants de ligne à croître proportionnellement à leurs tensions de ligne respectives. Lorsque S est bloqué, le courant dans Li diminue, à condition que la tension V dc-ei à ses bornes soit négative. Cette topologie présente l’avantage d’utiliser un nombre réduit de semi-conducteurs, mais ses inconvénients résident dans le fait que les interrupteurs sont soumis à des hautes tensions comparativement à la topologie précédente.

– Tou 1993 :Le convertisseur proposé par Tou [ 17] est présenté dans la figure 17. Il se compose de :
Un redresseur triphasé à diodes
Un module actif de correction du facteur de puissance basé sur l’utilisation d’un convertisseur survolteur CC/CC dont l’interrupteur S est commandé à fréquence variable et fonctionne en mode discontinu de courant
Un condensateur de sortie C
Un filtre d’entrée constitué des condensateurs C~, C2, C3 connectés à chaque phase.

La tension aux bornes des condensateurs d’entrée ou encore celle à l’entrée du redresseur est présentée dans la figure 18. Durant chaque période de découpage, elle se présente sous forme d’impulsions dont la valeur maximum est proportionnelle au courant d’entrée, assurant ainsi des courants de ligne quasi sinusoïdaux et approximativement proportionnels aux tensions de phase. Les condensateurs de l’étage d’entrée sont de faibles valeurs afin d’assurer le fonctionnement en mode discontinue de courant au niveau des inductances d’entrée. Le fonctionnement du module actif consiste à transférer l’énergie des condensateurs C1, C2 et C3 à l’inductance élévatrice Ldc· Ceci se produit lors de la fermeture de l’interrupteur S. Les condensateurs se déchargent par conséquent en entrant en résonance avec Ldc· Dès le passage par zéro des tensions aux bornes des condensateurs, toutes les diodes du pont se mettent à conduire. Lors de l’ouverture deS, toute l’énergie emmagasinée au niveau de l’inductance est transférée à la charge à travers la diode D. Ensuite lorsque D ne conduit plus, les condensateurs C1, C2 et C3 se chargent linéairement par les courants de lignes i1, iz et ÎJ jusqu’à ce que l’interrupteur Q conduise à nouveau. Les courants de lignes i1, h et h sont filtrés respectivement à travers les inductances de lignes L1, L2 et L3.

– Mohan 1993 :Mohan [18] a proposé une approche semblable à celle de Prasad [16] basée sur le circuit de la figure 19. Cette structure permet d’avoir des courants côté CC modulé (idc+in et idein), grâce aux deux hacheurs survolteurs (boost). Le courant de modulation 2in est ensuite injecté au côté CA du redresseur à travers un réseau Lni-Cni (i=l,2,3) sur chacune des trois phases de façon égale. Cette approche adoptée par Mohan use du même concept d’injection de courant proposé par Bird [11], Ametani [12] et Arillaga [13].Néanmoins elle possède les avantages suivants :
N’utilise pas de source de courant externe;
Ne nécessite pas l’utilisation de transformateur supplémentaire;
Impose un courant de ligne non-discontinu ce qui réduit considérablement la taille du filtre d’entrée.
Ce circuit présente néanmoins des désavantages qui se manifestent par:
L’utilisation d’un grand nombre d’éléments passifs (inductances et condensateurs);
La sensibilité face aux variations des paramètres du réseau.

– Kim 1994 :Comme continuité aux travaux de Mohan, la topologie proposée par Kim [19] consiste àinjecter la troisième harmonique côté CA uniquement en utilisant des composants passifs basés sur l’interconnexion d’un transformateur tJJY entre les côtés CA et CC du redresseur à diode, comme le montre la figure 20. Les avantages de cette structure peuvent être énumérés comme suit :

Le courant de la troisième harmonique est automatiquement généré par le transformateur proposé; Le transformateur ne tire pas de courant à 60Hz vu que son secondaire CM est à vide. Son inconvénient principal est la nécessité d’utiliser un transformateur additionnel.

– Jiang 1994  :Pour les applications haute fréquence, la commutation douce est la solution principale adoptée pour minimiser les pertes par commutation. Parmi ces méthodes, nous citons :
Le « Zéro Voltage Switching » (ZVS) ou encore la commutation à zéro tension;
Le « Zéro Current Switching » (ZCS) ou encore la commutation à zéro courant.

Dans ces travaux, Jiang s’est inspiré des travaux de Ooi [14]. Il améliore le fonctionnement du circuit proposé par Ooi en intégrant des circuits auxiliaires résonants assurant le ZVS ou le ZCS. Les deux montages qu’il propose sont les suivants:
*Redresseur à IGBT commutant à zéro tension (à l’amorçage) :La figure 21 représente le redresseur survolteur triphasé fonctionnant en ZVS proposé par Jiang [20], où le circuit auxiliaire résonant est constitué d’une inductance Lr, un interrupteur Sr et d’une diode Dr. Ce circuit auxiliaire agit uniquement à l’amorçage des interrupteurs. Avant d’amorcer les interrupteurs du pont redresseur, Sr s’amorce permettant ainsi au courant de circuler à travers Lr et par conséquent entraînant la diminution du courant dans la diode D. Lorsque le courant dans Lr atteint la valeur du courant de ligne, D se bloque et Lr entre en résonance avec les capacités des interrupteurs, entraînant 1′ annulation de la tension à la sortie du pont ce qui permet aux interrupteurs d’entrer en conduction à zéro tension.

*Redresseur à IGBT commutant à zéro courant (au blocage) :Nous présentons dans la figure 22 le même redresseur survolteur triphasé fonctionnant, cette fois ci, en ZCS dont le principe consiste à intervenir au blocage des interrupteurs du pont. L’interrupteur auxiliaire Sr s’amorce entraînant Lr et Cr à entrer en résonance avant que les interrupteurs principaux ne se bloquent. De cette façon, il est possible d’extirper le courant des interrupteurs principaux via la diode D, ce qui leur permet de se bloquer à zéro courant.

– Ga tarie 1994: Les deux topologies de circuits représentés dans les figures 23 et 24 sont des variantesdu circuit proposé par Prasad [16] qui représente un redresseur survolteur triphasé àinterrupteur unique et qui a fait ses preuves du point de vue diminution des distorsions harmoniques. Les travaux de Gataric [21] ont amélioré ce circuit [16] en intégrant des circuits auxiliaires résonants. Le but est d’obtenir des pertes moindres par commutation lors d’un fonctionnement à haute fréquence, tout en gardant un faible taux de distorsion harmonique et un facteur de puissance unitaire. Les figures 23 et 24 représentent les deux topologies de convertisseurs utilisant respectivement le principe du ZCS et celui du zvs.

– Rastogi 1995: Rastogi s’est inspiré également de la topologie de Mohan [18] basée sur l’injection de la troisième harmonique pour la mise en forme des courants de ligne par le biais de deux hacheurs survolteurs commutant à haute fréquence. La nouveauté apportée par Rastogi consiste à introduire deux circuits résonnants au niveau des deux hacheurs afin de réaliser la commutation à zéro courant (ZCS), comme le montre la figure 25.

– Salmon 1995: Comme le montre la figure 26, Salmon s’est également inspiré de la topologie de Mo han [18], dont la particularité est que les inductances de filtrage se situent à la sortie du pont redresseur. De cette manière, lors de l’alternance positive c’est l’inductance Ldc+ qui voitle courant (ide+), tandis que lors de l’alternance négative c’est l’inductance Ldc- qui voit le courant à son tour (ide-) et les contraintes sur les interrupteurs sont alors moindres [23]. L’avantage apporté par Salmon est l’ajout des interrupteurs bidirectionnels Sa, Sb et Sc dont le rôle consiste à compenser la discontinuité des courants de ligne. L’interrupteur Saconduit pendant 60 degrés : 30° degrés avant et 30° après le passage par 0 de la tension e1, au moment où les interrupteurs du boost garantissent un courant sinusoïdal au niveau de la phase dont la tension est la plus positive ou la plus négative respectivement selon que ce soit s+ ou s_ qui conduit.

– Daniel1997: Le montage proposé par Daniel [24] est inspiré de celui proposé par Salmon. Il est constitué d’un pont à diode et d’interrupteurs bidirectionnels Sa, Sb et Sc (Figure 27) dont le rôle consiste à éviter la discontinuité des courants d’entrée. L’apport de Daniel est que chaque interrupteur (Sa,b,c) est commandé par un train d’impulsions durant 30° avant et 30° après le passage par 0 de la tension de la phase à laquelle il est connecté. La largeur des impulsions dépend linéairement de la charge, ainsi il est possible d’avoir un bon THD quel que soit le niveau de charge. L’autre avantage de cette topologie est qu’elle ne contient que trois interrupteurs actifs. Cependant, vu que les interrupteurs Sa,b,c ne conduisent pas durant tout le cycle, la régulation du bus CC en est affectée.

Troisième génération Il est vrai que la structure multiniveaux a vu le jour depuis 1981 grâce à Nabae [25], néanmoins elle a été proposée pour les montages onduleurs. Ce n’est que durant ladernière décennie que cette structure fut étendue aux montages redresseurs. En effet, les redresseurs multiniveaux source de tension sont sans aucun doute lagénération la plus récente des redresseurs modernes mis en oeuvre.

Les buts recherchés par ces topologies sont de [26-27] :
Produire une tension d’entrée avec plusieurs paliers pour imposer un courant le plus proche possible d’une sinusoïde et par conséquent avoir une nette diminution des hannoniques absorbées par la charge ;
Atteindre de hauts niveaux de tension;
Diminuer les contraintes en tension sur les interrupteurs.
Néanmoins le nombre de niveaux pouvant être réalisé est limité à cause des:
Problèmes liés au déséquilibre des tensions aux bornes des condensateurs ;
Contraintes de packaging car c’est des structures volumineuses.
Afin de remédier au premier problème, plusieurs approches, consistant à caler la tension des condensateurs ou à stabiliser la charge et décharge de ces derniers, ont été mises en œuvre. Nous élaborons dans la suite sur les topologies les plus répandues.

Redresseur utilisant le calage des potentiels par des diodes Un convertisseur à points calé par des diodes à rn niveaux consiste en m-lcondensateurs et produit rn niveaux de tension [26] [28]. La figure 28 présente le cas d’un convertisseur cinq niveaux à points neutres calés par des diodes.

Redresseur à cellules imbriquées utilisant des condensateurs flottants Comme pour le convertisseur précédent, le redresseur à cellules imbriquées utilisant des condensateurs flottants à rn niveaux consiste en m-l condensateurs au niveau du bus CC et produit rn niveaux de tension [23] [29]. Comme le montre la figure 29, ce convertisseur utilise des condensateurs flottants au lieu de diodes pour caler les tensions aux bornes de chaque interrupteur et par conséquent aux bornes des condensateurs de sortie et également pour les équilibrer.

Convertisseur utilisant des onduleurs monophasés en cascade Contrairement aux deux autres montages, ce convertisseur ne nécessite ni diodes decalage ni condensateurs d’équilibrage [23] [27]. Son principe est basé sur la mise en cascade de plusieurs onduleurs monophasés générant chacun trois niveaux de tension. Si kcvs est le nombre de convertisseurs utilisés par phase, le convertisseur est alors à rn= 2 kcvs + 1 niveaux. Dans la figure 30, nous présentons un onduleur à convertisseurs monophasés en cascade où kcvs =3.

Convertisseur trois-niveaux à six interrupteurs actifs Ce convertisseur est présenté dans la figure 31. Son principe de fonctionnement est identique au convertisseur à point neutre calé par des diodes mis à part qu’il utilise unnombre réduit d’interrupteurs actifs puisqu’il consiste à remplacer les diodes par desinterrupteurs actifs et vice versa [30]. Son principal inconvénient est la non-réversibilité du courant.

Convertisseur « VIENNA » Ce convertisseur [31-33] appelé convertisseur « Vienna » est exposé dans la figure 32. Il s’apparente également au convertisseur à point neutre calé par des diodes. Il consiste néanmoins à remplacer les interrupteurs internes par un semi conducteur bidirectionnel et les interrupteurs externes par des diodes. Tout comme le convertisseur précédent, ce dernier ne permet aucune bidirectionalité du courant

Méthodes de commande linéaires

Ces méthodes sont basées principalement sur 1 ‘utilisation de régulateurs de typeProportionnel Intégral PI. La différence subsistant entre ces différentes méthodes réside dans les modèles mathématiques de ces convertisseurs. Ces travaux ont commencé dès 1988 avec Dixon et Ooi [34-35] dans le but de stabiliser les courants de ligne ainsi que la tension du bus CC d’un redresseur triphasé à six interrupteurs actifs. Cette méthode consiste à corriger indirectement les  courants de ligne en contrôlant la composante fondamentale de la tension du convertisseur Vph. Ainsi, l’utilisation de capteurs pour les courants de ligne n’est plus requis.  L’auteur va donc essayer d’imposer une tension Vmod (figure 33) aux bornes du convertisseur dont la fondamentale aura un angles variable de sorte que cp soit toujours constant (idéalement cp= 0). L’auteur utilise une loi de commande linéaire pour imposer la tension Vmod en se basant sur le développement en série de Fourrier de celle-ci. Nous donnons également l’exemple des travaux de Wu et Al. [36-37], qui se sont déroulés aussi durant 1988. Ces travaux ont consisté à analyser le fonctionnement d’un redresseur triphasé à six interrupteurs actifs à partir de la détermination du modèle du convertisseur se basant sur l’analyse de Fourrier [36]. La fonction de commutation étant symétrique, peut être décomposée en une série de Fourier  et qui contient une grandeur moyenne et une autre représentant la somme des harmoniques du signal aux multiples de la fréquence de ce dernier. Les méthodes de commande linéaires connues peuvent ensuite être appliquées à ces deux sous systèmes décrivant le comportement en haute et basse fréquence de ce circuit. La seconde méthode, également développé par Wu [36-37], consiste à  passer au référentiel synchrone ( d,q) afin de réduire 1’ ordre du système.

Ce dernier demeurant non linéaire après cette transformation, l’auteur propose d’appliquer une linéarisation autour du point de fonctionnement désiré « CC ». Pour ce faire, il se base sur la modélisation petit-signal du convertisseur en négligeant les termes de second ordre. Le système est alors représenté par un modèle continu CC désignant le régime permanent et un modèle petit signal CA.Ensuite en effectuant la transformée de Laplace au modèle petit signal obtenu, il est possible de définir toutes les fonctions de transfert désirées entre les variables d’état et les autres grandeurs de commande du système, ce qui permet finalement d’appliquer les lois de commande linéaires connues. Nous citons, dans le même ordre d’idée les travaux de Kanaan [38-39] fondés sur la  modélisation petit signal d’un redresseur à injection triphasé. Le modèle mathématique est établi à partir de la technique de la moyenne dans l’espace d’état [40]. Cette approche consiste à remplacer les interrupteurs du circuit par des sources fictives de courant ou de tension, ayant les mêmes caractéristiques électriques que ces  interrupteurs(dépendamment de leur emplacement). Puis, le schéma équivalent à chaque mode de fonctionnement est établi et un modèle élémentaire, fonction des variables d’état et d’une pondération découlant de la période de commutation, lui est associé.

Ensuite, le modèle moyen dans l ‘espace est déduit par le regroupement de ces différentes combinaisons de modèles élémentaires. Une fois le modèle mathématique non-linéaire déduit, l’auteur procède à sa linéarisation autour d’un point statique judicieusement choisi par l’intermédiaire du modèle statique du convertisseur. Le modèle petit signal du système est ensuite déterminé et permet de définir les différentes fonctions de transfert reliant les différentes variables du système. Finalement, Afin de stabiliser ce système,l’auteur utilise des régulateurs linéaires en cascade, utilisant une boucle interne de courant et une autre externe de tension. Dans ce cas, un très faible THD est obtenu au détriment de la complexité du circuit de commande.

Principe et séquences de fonctionnement du redresseur proposé

Nous élaborons dans un premier temps le principe de fonctionnement du convertisseur. Nous donnons ensuite une description de la technique de modulation utilisée ainsi que les séquences de fonctionnement durant un cycle de 60°. Enfin, nous clorons ce paragraphe par le développement mathématique nécessaire à la modélisation du convertisseur en vue d’implanter la ou les commandes désirées.

Rôle du point neutre Le principe consiste à connecter le point neutre de la source triphasée « 0 » au point milieu capacitif du bus CC « N ». Si Vde+ et Vdc- ne sont pas identiques, un courant homopolaire i0 de valeur moyenne non-nulle circule dans la branche du neutre. Dépendamment de son signe ce courant contribuera à la charge et à la décharge des condensateurs de sortie (C+ etC) pour permettre l’équilibrage, en tout temps, des deux demi-tensions V de+ et V de-·

Synthèse de la MLI sinusoïdale Pour la commande de ce redresseur, nous utilisons la technique de modulation de largeur d’impulsion MLI à trois niveaux permettant de générer un signal à fréquence fixe, à rapport cyclique variable et procurant la dissymétrie nécessaire pour la commande des interrupteurs internes (Qi2,Qi3) et externes (Qil,Qi4). Cette MLI nécessite deux porteuses triangulaires qui sont Tc+ et Tc- afin d’assurer, au niveau du redresseur, les trois niveaux de tensions désirés (-Vdc/2, OV, +Vdc/2). Son pnnctpe s’explique par la figure 38. En considérant la phase A, lorsque la modulante Ua (qui est la référence de la tension V AO à l’entrée du redresseur par rapport au point neutre de la source) est comparée avec Tc+- Tll et TB sont commandés, modulés et complémentaires, tandis que Tl2 est commandé en continu et Tl4 est bloqué. Par contre, lorsque Ua est comparée avec Tc_, Tl2 et Tl4 sont commandés,modulés et complémentaires, tandis que Tl3 est commandé en continu et Tll est bloqué. C’est ainsi que nous assurons la dissymétrie spécifique aux convertisseurs multiniveaux. Il est également à noter que si un interrupteur est commandé, il n’est pas pour autant fermé. L’explication des séquences de fonctionnement dans le paragraphe qui suit permet de mieux percevoir cette caractéristique.

Séquences de fonctionnement · Nous développons dans ce paragraphe les séquences de fonctionnement du convertisseur en régime permanent. Pour ce faire, nous considérons le schéma équivalent simplifié du redresseur trois niveaux, donné par la figure 39. A partir de ce schéma simplifié nous définissons le niveau de la sortie en utilisant le concept des vecteurs spatiaux [ 66-71]. En effet, les durées de conduction pour la MLI ne sont déterminées que par la comparaison avec les deux modulantes à haute fréquence , les durées des combinaisons complémentaires sont égales, vu la symétrie par rapport à l’axe Tt/12. Ainsi, la MLI n’a nullement besoin de l’existence des combinaisons nulles pour un rééquilibrage éventuel, contrairement à la commande vectorielle où l’existence de ces combinaisons se justifie afin justement d’assurer cette symétrie naturelle de la MLI.

Table des matières

SOMMAIRE
ABSTRACT
AVANT-PROPOS ET REMERCIEMENTS
TABLES DES MATIÈRES
LISTE DES TABLEAUX
LISTE DES FIGURES
LISTE DES ABRÉVIATIONS ET DES SIGLES
INTRODUCTION
CHAPITRE 1 PROBLÉMATIQUE ET REVUE BIBLIOGRAPHIQUE
1.1 Problématique
1.1.1 Redresseur triphasé non-commandé simple alternance
1.1.2 Redresseur triphasé non-commandé en pont
1.1.3 Redresseur triphasé commandé simple alternance
1.1.4 Redresseur triphasé commandé double alternance
1.1.5 Synthèse
1.2 Techniques de commande des convertisseurs non polluants
1.2.1 La correction dans le domaine temporel
1.2.2 La correction dans le domaine fréquentiel
1.3 Les redresseurs triphasés : état de la recherche
1.3.1 Principe de fonctionnement des redresseurs non polluants
1.3 .2 Les topologies de redresseurs modernes dits non polluants
1.3.3 Les principales générations des redresseurs triphasés non poUuants
1.4 Les méthodes de commande des convertisseurs: état de la recherche
1.4.1 Méthodes de commande linéaires
1.4.2 Méthodes de commande non-linéaires
1.4.3 Méthodes de commande non-linéaires adaptatives
1.5 Conclusion et synthèse de la revue bibliographique
CHAPITRE 2 FONCTIONNEMENT ET MODÉLISATION DU CONVERTISSEUR 
2.1 Introduction
2.2 Nouvelle topologie proposée
2.3 Principe et séquences de fonctionnement du redresseur proposé 
2.3.1 Rôle du point neutre
2.3.2 Synthèse de la MLI sinusoïdale
2.3.3 Séquences de fonctionnement
2.4 Méthodes de modélisation des convertisseurs de puissance
2.5 Modélisation du convertisseur
2.5.1 Modélisation du redresseur dans le référentiel (abc)
2.5.2 Modélisation du redresseur dans le référentiel synchrone (dqO)
2.6 La technique de commande linéaire
2.6.1 Application de la technique de commande linéaire
2.6.2 Résultats de la simulation
2. 7 Conclusion
CHAPITRE 3 COMMANDE NON-LINÉAIRE DU REDRESSEUR TRIPHASÉ
3.1 Introduction
3.2 Théorie de la linéarisation au sens Entrée/Sortie
3.3 Application de la linéarisation Entrée/Sortie au redresseur PNC 
3.4 Résultats de la simulation
3.4.1 Fonctionnement à puissance nominale en régime permanent
3.4.2 Fonctionnement sous diverses variations paramétriques et perturbations de la source
3.5 Conclusion
CHAPITRE 4 COMMANDE NON-LINEAIRE ADAPTATNE DU REDRESSEUR TRIPHASÉ 
4.1 Introduction
4.2 Les différentes approches des techniques de commande adaptatives 
4.3 Théorie de la technique de commande non-linéaire adaptative appliquée à un système multivariable
4.4 Application de la technique de commande non-linéaire adaptative au système multivariable étudié 
4.4.1 Paramétrisation des équations d’état
4.4.2 Transformation des coordonnées
4.4.3 Détermination des lois de commande linéarisantes
4.4.4 La représentation en modèle d’état non-linéaire en boucle fermée
4.4.5 Conception du modèle de référence
4.4.6 Conception de la loi de commande stabilisante et de la loi d’adaptation des paramètres
4.5 Résultats de la simulation
4.5.1 Fonctionnement à puissance nominale
4.5.2 Fonctionnement sous diverses variations paramétriques et perturbations de la source
4.5.3 Conclusion
CHAPITRE 5 RÉALISATION PRATIQUE
5.1 Partie logicielle 
5 .1.1 Introduction sur la carte DS 1104
5 .1.2 Architecture interne du DS 1104
5.1.3 Caractéristiques du DS1104
5.1.4 Implantation d’une application
5.1.5 Utilisation du DS 1104 pour notre application
5.2 Partie matérielle
5.2.1 Étage électronique
5.2.2 Circuit de puissance
5.3 Conclusion
CHAPITRE 6 RÉSULTATS EXPERIMENTAUX ET ANALYSE DES PERFORMANCES
6.1 Fonctionnement en régime permanent à la puissance nominale 
6.2 Échelon de charge équilibré et déséquilibré
6.2.1 Échelon de charge équilibré
6.2.2 Échelon de charge déséquilibré
6. 3 Contrôle de l’ échange de la puissance réactive avec le réseau 
6.4 Fonctionnement en modes dégradés
6.4.1 Déséquilibre des inductances d’entrée
6.4.2 Déséquilibre de la tension de la source
6.4.3 Déséquilibre des inductances d’entrée combiné au débranchement de la phase trois
6.5 Fonctionnement en mode de régulation
6.5 .1 Application d’un échelon sur (V de+ + V dc-)ref
6.5.2 Application d’un échelon sur (V de+- Vdc-)ref
6.6 Synthèse des résultats
6.7 Conclusion 
CHAPITRE 7 CONCLUSION, RECOMMANDATIONS ET PERSPECTIVES 
7.1 Conclusion 
7.2 Recommandations concernant la partie théorique
7 .2.1 Difficulté rencontrée lors de la réalisation de la commande en simulation et en pratique
7.2.2 Perspective pour la généralisation de la commande à toutes les topologies de convertisseurs N niveaux de tension
7.3 Recommandations concernant la partie pratique
ANNEXES
1 : Transformée abc/dqO appliquée au Modèle dynamique du convertisseur
2: Équations d’état représentant la dynamique des tensions aux bornes des condensateurs de sortie
3 : Circuits électroniques développés
BIBLIOGRAPHIE

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