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La simulation des émissions d’un dispositif
Niveau d’approche d’un système
En fonction des besoins d’une étude et du degré de complexité d’un système considéré, un niveau d’approche différent doit être choisi. En terme de simulation, ceci se traduit par un compromis entre la complexité du modèle choisi et donc de la précision des résultats et les temps de calcul. La Figure I – 6 représente l’approche d’un système complexe par décomposition en sous-systèmes de différents niveaux. Cette décomposition part du niveau 1 représentant le système complet jusqu’au dernier niveau décrivant les éléments discrets qui le composent. Pour mieux comprendre ce principe de décomposition prenons l’exemple d’un véhicule électrique. Le niveau 1 représente la simulation complète du véhicule dans son environnement. Cette simulation est capable de retranscrire le comportement du véhicule en émission grâce à la modélisation des principales sources de perturbation mais aussi en susceptibilité si les interactions et les couplages avec l’environnement sont correctement modélisés. Le dernier niveau de décomposition, ici le niveau 5, correspond à la modélisation de chaque composant physique. On comprend déjà qu’il n’est pas envisageable de simuler l’ensemble du véhicule avec une telle finesse de modélisation. En revanche, il est possible de simuler une partie d’un système susceptible d’être une source de perturbation. Pour cela, il est nécessaire de décomposer le système complet en sous-systèmes. Dans notre cas, le véhicule électrique se décline en trois sous-systèmes complexes de niveau 2 : réseau de bord basse tension (BT : 14V), réseau de traction haute tension (HT : 130V), connexion au réseau domestique (230V, 16A) pour la recharge des batteries. Dans un premier temps, chaque sous-système peut être traité séparément. Dans ces travaux de thèse nous nous attacherons à la modélisation du réseau HT. Ce sous-système est principalement composé d’une batterie HT, d’un bloc d’électrique de puissance (EP) et d’une machine de traction : c’est la décomposition de niveau 3. Ce niveau de décomposition permet déjà de localiser les principales sources de perturbation qui se situent dans le bloc d’EP et qui sont engendrées par la commutation des interrupteurs de puissance. Ainsi, un effort particulier doit être apporté à ce bloc constitué de deux convertisseurs : un hacheur série et un onduleur de tension. Nous reviendrons plus tard sur le rôle de chacun lorsque nous décrirons plus précisément la chaîne de traction. Ces deux convertisseurs qui sont les deux sous-systèmes de niveau 4 peuvent être décrits par une modélisation fine d’une cellule de commutation et fera l’objet du Chapitre III. Une cellule de commutation étant l’association de deux interrupteurs, la modélisation physique des composants du dernier niveau (niveau 5) peut être exploitée. A ce niveau, il s’agit de la modélisation de composants passifs et actifs dont les modèles sont renseignés par la mesure, le calcul analytique ou le calcul numérique.
Il est également possible d’utiliser les modèles de composants disponibles dans les librairies des I – 7 simulateurs mais ces modèles propriétaires sont fermés pour confidentialité. Nous reviendrons sur ces points dans le Chapitre II.
Simulation temporelle fonctionnelle exploitée en CEM
Lors de la phase de conception virtuelle d’un produit, les aspects fonctionnels d’un dispositif électrique sont pris en compte et intégrés à des simulations. Prenons l’exemple simple d’une structure élémentaire d’électronique de puissance. Il s’agit d’un hacheur série débitant sur une charge R, L dont la consigne en courant est sinusoïdale. Le schéma de simulation correspondant intègre les interrupteurs de puissance, les éléments passifs, la charge ainsi que la stratégie de commande des interrupteurs (Figure II – 1 – A).
Cette simulation permet de prédéterminer une loi de commande ainsi que les grandeurs électriques qui aideront au dimensionnement des composants (composants magnétiques, semi- conducteurs, condensateurs…). Les résultats d’une telle simulation permettent de calculer les formes d’onde proches de la théorie. La tension aux bornes de la charge est parfaitement rectangulaire (égale à la tension continue d’entrée découpée) et le courant dans la charge est quasi triangulaire autour d’une valeur moyenne sinusoïdale (Figure II – 1 – B). Il est évident qu’une telle simulation ne reflète pas la réalité. Les imperfections des constituants du montage font que des phénomènes parasites s’ajoutent aux grandeurs théoriques. A partir de cette simulation de référence on peut obtenir le comportement électromagnétique (EM) de la même structure en implantant le modèle Haute Fréquence (HF) de chaque composant (actif ou passif), de la connectique et de la charge. Ces modèles HF s’obtiennent en intégrant à chacun leurs éléments parasites intrinsèques. Nous reviendrons sur ce point lorsque nous discuterons de modélisation de chemin de propagation des perturbations. Les résultats d’une telle simulation dépendent donc naturellement de la finesse avec laquelle sont modélisés chacun des composants et encore d’avantage de la fidélité du modèle des interrupteurs. En électronique de puissance les semi-conducteurs sont utilisés en commutation ; leur comportement fortement non-linéaire est donc difficilement modélisable. Cependant, deux types de modélisation ont déjà été proposés soit par une approche basée sur la physique des semi-conducteurs soit par une approche comportementale. La première est une modélisation analytique du composant. Le modèle le plus connu, décrit par des équations qui régissent le mouvement des porteurs au sein du composant, est le modèle de Hefner [HEFNER-95]. Ce modèle est assez réaliste à condition de le renseigner correctement. En effet, un nombre important de paramètres propres à un semi-conducteur est nécessaire et ils ne sont pas toujours donnés par les fabricants. Ils doivent alors être extraits grâce à des mesures spécifiques sur chaque composant [WITHANAGE-06]. C’est ce type de modèle qui est inséré dans les simulateurs circuit. Un aperçu des paramètres d’un modèle simple de transistor MOSFET à renseigner dans le logiciel Simplorer® est donné Figure II – 2.
Simulations dédiées à la CEM
Les simulations dédiées à la CEM se distinguent dans la mesure où elles ne visent qu’à déterminer les grandeurs perturbatrices c’est à dire des courants et des tensions à spectre large et d’assez faible amplitude. Ces simulations ont pour support différentes techniques de modélisation que ce soit dans le domaine temporel ou le domaine fréquentiel. Les techniques de modélisation existantes reposent sur la représentation des sources de perturbations par des générateurs équivalents (de tension ou de courant) et les chemins de propagation par des réseaux d’impédances. La première étape consiste donc à renseigner ces différents éléments.
Caractérisation type « boite noire » pour réseau de convertisseurs
Ce type de modélisation n’a pas pour but de comprendre les mécanismes de perturbation d’un convertisseur seul mais de retranscrire le comportement de l’interconnexion de plusieurs structures sur un même réseau par une modélisation simple et générique de chacun. Ces travaux s’appuient sur une identification de type « boite noire » et un protocole de mesure adapté qui permet de renseigner un modèle composé de sources et d’impédances (Figure II – 6) [FOISSAC-09]. Une fois renseigné, vu du bus continu d’alimentation et de la terre, le modèle se comporte comme la structure considérée et génère les mêmes perturbations de mode commun et de mode différentiel. Cependant, le modèle ne permet pas d’identifier quelles sont les sources de perturbations au sein de la structure. La simulation de plusieurs de ces modèles connectés sur un même réseau permet de l’étudier tant en immunité qu’en émission. Ce type de modélisation est unexcellent outil d’analyse et permet une étude a posteriori d’un système global mais n’est pas adapté à la prédiction des perturbations intrinsèques à une structure et ne peut donc pas être exploité à l’étape de la conception.
Modélisations par sources et impédances localisées
Localisation des sources et identification des chemins de propagation
Les perturbations conduites, lorsqu’elles sont observées au niveau du bus continu, peuvent être considérées comme la superposition de deux grandeurs supposées indépendantes qui sont les perturbations de mode commun (MC) et les perturbations de mode différentiel (MD) : c’est ce que l’on appelle le découplage de mode (ou la séparation de mode) [GRANDI-04] [REBHOLZ-08]. Ceci reste vrai dans une certaine gamme de fréquence et en général, pour les structures classiques d’électronique de puissance, cette hypothèse est valable dans la bande de fréquence relative aux perturbations conduites (150kHz – 30MHz) définie par la norme EN61800-3. Au-delà, intervient la notion de conversion de mode (couplage de mode ou transfert de mode) où les deux modes de perturbation interagissent l’un sur l’autre. Dans l’hypothèse du découplage de mode, le modèle électrique équivalent CEM d’une structure peut être représenté par une source de perturbation de MC et une source de perturbation de MD chacune débitant sur un réseau d’impédances localisées représentants les chemins de propagation des perturbations.
Ce type de simulation nécessite de savoir localiser les sources et les chemins de propagation. Prenons le cas de la brique de base de l’électronique de puissance : la cellule de commutation [FOCH-06]. Un exemple de modèle CEM fréquemment utilisé pour modéliser une cellule de commutation [COSTA-99] est celui donné Figure II – 7. Celui-ci est défini par des sources représentant les grandeurs électriques qui évoluent rapidement dans le temps. Le courant d’entrée Ie est représenté par une source de courant et les variations de potentiel entre B et M par une source de tension. Pour dissocier le MC du MD il faut alors introduire un conducteur équipotentiel de référence (masse, terre, conducteur de protection, plan de masse…) par lequel s’écoulent les courants de MC. Ces courants sont la réponse aux variations rapides de tension (dV/dt) à travers un couplage capacitif. Pour une cellule de commutation le point pour lequel les variations de potentiels sont les plus importantes (le principal dV/dt) se situe sur le point milieu (M), point à partir duquel sera localisée une impédance (ZMC) représentant le principal chemin impédant des perturbations de MC. Les perturbations de MC sont modélisées par un générateur de tension VMC. Les perturbations de MD, qui ne transitent que par les conducteurs de puissance et qui se superposent au courant nécessaire à la conversion d’énergie, sont modélisées par un générateur de courant IMD. Ces générateurs dépendent de la stratégie de commande des interrupteurs et peuvent s’exprimer en fonction des grandeurs statiques de puissance et de la fonction de modulation fSW (éq. II – 1).
Modélisation des chemins de propagation
¬ Impédances localisées
Les chemins de propagation, fixés par la connectique et les éléments parasites des composants passifs et actifs, peuvent être déterminés de manière globale avec un protocole de mesure spécifique puis après identification, regroupés sous forme d’impédance [GUTTOWSKI-03] [MUTOH-05]. Cette méthode s’applique notamment à la modélisation des câbles [KWASNIOK-93] [REVOL-08] et des machines électriques [REVOL-04] [MOREAU-09]. Nous reviendrons sur cette approche dans le chapitre suivant. Cette impédance une fois mesurée est soit directement exploitée dans le domaine fréquentiel soit injectée dans un logiciel « circuit » sous forme de modèle électrique équivalent dont le comportement en fréquence est identique à la mesure. Une autre technique consiste à caractériser les composants un à un par la mesure ou grâce à des modèles préétablis renseignés par les documentations constructeurs. Par exemple, le modèle HF usuel d’un condensateur se traduit par un circuit R-L-C série. Les valeurs de ses trois composants se retrouvent soit par la mesure ou par les données du constructeur. Les imperfections des éléments d’interconnexion (jeu de barres, circuit imprimé, bus barre…) et des câblages (multiconducteurs, avec ou sans conducteur de protection, blindés ou non…) peuvent se déterminer en implantant leur géométrie dans des simulations numériques [AIME-10] [HUANG-04] ou des simulations couplées analytique/ numérique [CHEN-03]. Des logiciels développés spécifiquement pour l’extraction des éléments de la connectique sont aujourd’hui couramment utilisés. Nous pouvons citer INCA3D utilisant la technique PEEC [DE OLIVEIRA-09] ou Q3D Extractor basé sur la méthode des moments. Un exemple d’extraction des éléments parasites d’un bus barre est donné à la Figure II – 8. La géométrie a été implantée dans le logiciel Q3D Extractor utilisant la méthode des éléments finis (A). Après maillage de la structure (B) et résolution des équations, ce logiciel permet d’exporter directement un modèle PSpice équivalent (C).
Implantation et synthèse des sources de perturbation
Comme dans les travaux présentés sur la méthode quadripolaire, une première démarche consiste à injecter directement la mesure des sources de perturbation. Cette démarche permet de valider la pertinence d’une modélisation par localisation des sources et des chemins de propagation. Elle permet également de réaliser des études a posteriori mais ne permet pas la prédiction des perturbations.
Une première approche dans la prédiction des sources consiste à considérer que les grandeurs continues découpées sont de forme trapézoïdale [GUBIA-05] [XUEJUN-04]. Cette forme quasi idéale permet de rendre compte du temps de commutation des interrupteurs qui n’est jamais nul. A partir de la loi de commande des interrupteurs, cette méthode donne des résultats rapides et satisfaisants mais sur une bande de fréquence réduite. Pour étendre la gamme de fréquence de validité des sources, des modèles plus complexes ont été élaborés dans le domaine temporel et le domaine fréquentiel.
¬ Dans le domaine temporel
On retrouve des modèles de source plus élaborés construits à partir de sources pilotées implantés sous PSpice [VERMAELEN-03] qui permettent de reproduire des formes d’onde plus complexes. En particulier, la Figure II – 12 – A montre un schéma de principe d’un modèle permettant d’adapter le dV/dt en fonction du niveau de courant commuté. Sur la Figure II – 12 – B sont représentées les allures des commutations dans le domaine temporel et le domaine fréquentiel. Les tensions générées sont composées de un ou deux segments de droite dont la pente dépend du niveau de courant commuté. Dans le domaine fréquentiel, ceci se répercute directement sur le niveau de spectre de la tension : plus le courant est grand, plus la commutation est rapide et plus le niveau du spectre est important. Ce type de modèle permet d’étendre la plage de validité des sources mais reste assez couteux en temps de calcul. Ces modèles permettent de prédire le comportement CEM d’une structure d’électronique de puissance pour un coût de calcul raisonnable et une stabilité des solveurs relativement bonne. En revanche, les modèles de source restent encore peu précis ; les grandeurs prédites ne suffisent pas à étendre l’étude sur les gammes de fréquences relatives aux émissions rayonnées mais sont acceptables pour le calcul de filtre CEM. De plus, les chemins de propagation souvent identifiés par la mesure, doivent être transformés en modèle circuit pour être implanté dans l’environnement PSpice.
¬ Dans le domaine fréquentiel
Une technique proche de la précédente consiste aussi à jouer sur les fronts de commutation mais cette fois dans le domaine fréquentiel. L’outil logiciel est alors un environnement numérique type Matlab. Pour ce qui est des sources, elles sont représentées sous forme de trapèze ou des formes un peu plus complexes grâce à des techniques de convolution des fronts [REBY-99] puis exprimées directement de manière analytique dans le domaine de Laplace [REVOL-03] (Figure II – 13 – A). La grande force de cette méthode est que le calcul directement effectué dans le domaine fréquentiel est pratiquement instantané et que les résultats sont satisfaisants sur une plage de fréquence moyenne. De plus, les impédances identifiées par la mesure dans le domaine fréquentiel sont directement exploitables. Même si en théorie la technique de convolution permet d’étendre la plage de fréquence, la difficulté reste de renseigner une ou des fonctions de convolution spécifiques permettant d’obtenir des formes d’onde beaucoup plus réalistes. Par exemple, la Figure II – 13 – B montre qu’en convoluant plusieurs fois un signal trapézoïdal par une porte, on obtient des formes d’onde beaucoup plus adoucies qui, dans le domaine fréquentiel se traduisent par une décroissance du spectre plus rapide et plus réaliste.
Modélisation des éléments parasites liés aux interrupteurs
Une dernière approche consiste à associer aux sources dont nous venons de parler une impédance supplémentaire permettant de modéliser les paramètres qui influent en premier lieu sur les grandeurs perturbatrices. Il s’agit des paramètres intrinsèques aux interrupteurs ainsi que les paramètres liés à leur environnement. Les premiers se résument aux capacités de jonction, aux inductances de connectiques et à la capacité puce-boitier. Ce sont les mêmes éléments que nous évoquions lors de la modélisation comportementale d’un interrupteur (Figure II – 3). Parmi ces paramètres, certains sont fortement liés au point de fonctionnement de la structure (tension et courant commutés) et sont plus difficilement modélisables. Les deuxièmes sont liés aux composants associés aux interrupteurs (leur valeur ainsi que leurs éléments parasites : résistance de grille, capacité de filtrage…) et aux inductances et capacités parasites introduits par la connectique. C’est sur ce principe de dissociation des paramètres que repose le modèle MTB (Modular Terminal Behavior). Ce modèle proposé par Qian et al. [QIAN-06] repose sur la modélisation dans le domaine fréquentiel d’une cellule de commutation (Figure II – 14) en synthétisant les deux interrupteurs qui la composent par deux circuits équivalents de Norton. La source équivalente de courant représente le courant qui transite dans l’interrupteur (qui correspond au courant de la charge commuté) et l’impédance en parallèle prend en compte les éléments parasites intrinsèques de l’interrupteur (inductance de connexion du boitier, capacité de jonction, etc.). La partie en amont ainsi que la charge connecté à la cellule de commutation sont globalisées et représentées par une matrice d’impédance. La modélisation MTB d’un hacheursérie est représentée à la Figure II – 15. Une fois les deux interrupteurs remplacés par leur modèle équivalent de Norton, la charge (ici une inductance), les imperfections du bus continu ainsi que les couplages à la terre sont modélisés par la matrice d’impédance [Z]. Bien entendu, ce type de modèle s’accompagne d’un protocole de mesure spécifique que nous ne détaillerons pas ici et qui permet de renseigner la matrice [Z] ainsi que l’impédance du modèle de Norton des interrupteurs. La précision de ce modèle repose sur la précision des mesures d’extraction des paramètres et sur la pertinence de la source équivalente de Norton. Dans l’exemple du hacheur que nous venons de
décrire et pour un point de fonctionnement donné, les prédictions du modèle donnent des résultats satisfaisants jusqu’à 30MHz. L’avantage de ce modèle est qu’il ne dissocie pas les perturbations de MC et de MD ce qui permet de prendre en compte les couplages de mode. Le protocole de mesure permettant de renseigner la matrice [Z] ne permet pas de dissocier la partie en amont et la partie en aval de la cellule de commutation ce qui peut s’avérer critique d’un point de vue compréhension des phénomènes (en particulier le chemin emprunté par les perturbations) dans le cas de charges complexes. De plus, l’identification de la source n’est valable que pour un point de fonctionnement, ce qui limite son utilisation.
Description du support d’étude et du banc de test expérimental
Description du support d’étude
Le support d’étude mis à notre disposition est une chaîne de traction électrique issue d’une Renault Kangoo électrique. Ce véhicule électrique (VE) dont l’architecture interne est représentative de beaucoup de modèles, est principalement constituée d’une batterie haute-tension (HT) de 130V, d’une machine synchrone à rotor bobiné de 22kW et d’un convertisseur pour machines électriques. Celui-ci est constitué d’un onduleur triphasé de 30kW gérant le champ statorique et d’un hacheur série permettant le réglage de l’induction rotorique. Le moteur est commandé en couple dans le plan dq par une commande MLI (Modulation de Largeur d’Impulsion) à fréquence fixe de 10kHz. La batterie HT permet également d’alimenter un convertisseur DC-DC dont la fréquence de découpage est de 100kHz. Ce dernier génère une tension de 12V permettant d’alimenter d’une part l’électronique de bord et d’autre part de maintenir de la charge de la batterie de servitude. A partir du synoptique simplifié de la chaîne de traction (Figure III – 1), il est déjà possible d’identifier les principales sources de perturbation ainsi que les chemins impédants que peuvent emprunter ces perturbations. Les sources de perturbations évidentes sont les deux convertisseurs d’électronique de puissance que sont le convertisseur DC-DC et le convertisseur machine (hacheur et onduleur de la Figure III – 1). Les chemins de propagation des perturbations de MD sont les chemins empruntés par les courants de puissance sur le bus continu (bus DC) et les chemins de propagation de MC sont définis par les couplages capacitifs entre les différents éléments de puissance et le châssis du véhicule que nous considèrerons comme un plan de référence équipotentiel.
Description du banc de test expérimental de la chaîne de traction
Le banc de test expérimental (Figure III – 2) que nous avons réalisé se compose de la machine synchrone (MS) de traction fournie par Renault, d’une machine à courant continu (MCC) couplée à la MS (Figure III – 3) et d’un convertisseur.
Le convertisseur d’origine n’a pas pu être exploité. En effet, la mise en service de celui-ci nécessite des ordres de commande venant d’autres organes du véhicule et que nous n’avions pas à notre disposition (exemple : position du levier de vitesse, consigne de la pédale d’accélérateur…). De ce fait, le convertisseur d’origine a été remplacé par un convertisseur de laboratoire composé de quatre bras d’onduleur : trois pour l’onduleur triphasé du stator et un pour l’excitation rotorique.
Une MCC accouplée à la MS est utilisée comme charge mécanique (génératrice débitant sur un rhéostat de charge). Malheureusement la puissance nominale de la MCC n’est que de 3kW. Ceci ne nous permet donc pas d’atteindre le point fonctionnement nominal de la MS. Cependant elle permet de se placer à celui de l’onduleur et d’utiliser les interrupteurs de puissance à un point de fonctionnement proche du nominal. Afin de maitriser le chemin de propagation des perturbations de mode commun au sein de la MS, l’arbre de la MS est isolé de celui de la MCC grâce à un accouplement en caoutchouc. De plus, le châssis de la MS est isolé du banc et le contact électrique entre les deux est assuré par une liaison filaire par laquelle doit transiter la majorité des perturbations de mode commun. Afin de s’affranchir de la variation d’impédance que peut présenter un roulement à billes, un contact glissant permet de relier électriquement ou non la partie métallique du rotor à celle du stator. Nous reviendrons sur ce point lorsque nous détaillerons les mesures d’impédances effectuées sur la MS.
L’alimentation du système est assurée par une alimentation stabilisée continue de puissance. Afin
de confiner les perturbations conduites sur notre banc de test, un filtre est inséré entre l’alimentation et l’électronique de puissance pour proposer un chemin de propagation de retour. Ce filtre est composé de deux inductances à air de 200H en série sur le bus continu et de deux condensateurs plastiques de 1F connectés entre les deux lignes du bus continu et le pla n de masse de référence.
Les mesures des courants de mode commun et de mode différentiel sont effectuées à l’aide de sondes de courant. La première est placée à la sortie de l’onduleur et encercle tous les conducteurs qui vont vers la MS. La deuxième est insérée dans l’onduleur sur une ligne du bus continu entre les condensateurs de découplage et les interrupteurs de puissance.
La commande des interrupteurs de puissance est gérée par une carte dSpace programmée sous Matlab® Simulink®. Les données de position issues du synchro-resolver couplé à la MS ainsi que la mesure des courants de la MS (réalisées à l’aide de deux capteurs à effet Hall) permettent de commander l’onduleur de tension pour réaliser une commande en couple de la MS dans le plan dq.
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Table des matières
CHAPITRE I : INTRODUCTION
I. Le véhicule électrique : enjeux industriel et environnemental !
II. La CEM : une contrainte supplémentaire du processus de conception
III. La simulation des émissions d’un dispositif
III.1. Niveau d’approche d’un système
III.2.Distinction perturbations « conduites / rayonnées »
IV. Objectifs et apports des travaux
CHAPITRE II : ETAT DE L’ART SUR L’ANALYSE ET LA PREDICTION DES PERTURBATIONS CONDUITES
I. Simulation temporelle fonctionnelle exploitée en CEM
II. Simulations dédiées à la CEM
II.1. Caractérisation type « boite noire » pour réseau de convertisseurs
II.2. Modélisations par sources de MC et MD et impédances localisées
II.2.1. Localisation des sources et identification des chemins de propagation
II.2.2. Modélisation des chemins de propagation
II.2.3. Implantation et synthèse des sources de perturbation
II.3. Séparation des éléments parasites internes aux interrupteurs
III. Conclusion
CHAPITRE III : SYNTHESE D’UNE STRUCTURE NON-ISOLEE D’ELECTRONIQUE DE PUISSANCE : APPLICATION A UN ENSEMBLE CONVERTISSEUR MACHINE DEDIE A LA TRACTION ELECTRIQUE
I. Description du support d’étude et du banc de test expérimental
I.1. Description du support d’étude
I.2. Description du banc de test expérimental de la chaîne de traction
II. Modélisation en mode commun
II.1. Cas d’une cellule de commutation
II.1.1. Expression du courant de mode commun
II.1.2. Modèle équivalent dans le domaine fréquentiel
II.1.3. Application au hacheur série d’excitation
II.1.4. Validation expérimentale de la modélisation en MC de l’ensemble hacheur d’excitation / rotor
II.1.5. Réflexions sur le modèle établi
II.2. Généralisation à l’association de N cellules de commutation
II.3. Application du modèle à l’association de l’ensemble hacheur d’excitation – onduleur – machine synchrone
II.3.1. Modélisation en mode commun
II.3.2. Validation expérimentale
II.4. Utilisation du modèle dans une simulation circuit
III. Modélisation en mode différentiel
III.1. Cas d’une cellule de commutation
III.1.1. Expression du courant de mode différentiel
III.1.2. Intégration des perturbations de mode différentiel au modèle équivalent de mode commun
III.2. Généralisation à l’association de N cellules de commutation
III.3. Application à l’onduleur triphasé
IV. Conclusion
CHAPITRE IV : ANALYSE DES PERTURBATIONS DE MODE COMMUN : VERS UNE REDUCTION DE LA DUREE D’ANALYSE
I. Analyse d’un courant de mode commun
II. Cas d’un hacheur série
II.1. Description du banc de test
II.2. Décomposition de imc en fonction du signe de dV/dt
II.3. Elaboration d’une impulsion équivalente
II.4. Extraction d’une impulsion pertinente de la mesure
II.5. Reconstitution à partir des instants de commutation calculés
III. Cas d’un onduleur triphasé
III.1. Description du banc de test
III.2. Choix d’une impulsion par coefficient de corrélation
III.3. Reconstitution à partir d’une impulsion mesurée
IV. Cas d’impulsions très rapprochées dans le temps
IV.1. Description du support d’étude
IV.2. Reconstitution à partir d’une impulsion mesurée et des instants de commutation calculés
V. Application à la simulation de l’ensemble onduleur – hacheur – MS
VI. Conclusion et perspectives
CHAPITRE V : MODELATION ET SYNTHESE DES SOURCES DE PERTURBATIONS CONDUITES
I. Introduction
II. Banc de test
III. Reconstruction des fronts par fonction de convolution
III.1. Décomposition du signal de commande
III.2. Fonction de convolution associée à la fermeture du transistor (fcON)
III.3. Fonction de convolution associée à l’ouverture du transistor (fcOFF)
III.4. Reconstruction totale
IV. Reconstruction par fonctions de transfert
IV.1. Calcul des fonctions de transfert à partir des tensions mesurées
IV.2. Reconstruction des fonctions de transert
IV.3. Reconstruction des tensions à partir des FT élaborées
V. Conclusion
CHAPITRE VI : CONCLUSION & PERSPECTIVES
REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUE
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