Structures de composants MOS de puissance et principe de fonctionnement

Évolution des composants de puissance 

Ces dernières années, des progrès en rendement et miniaturisation des composants de puissance ont permis l’intégration de l’électronique de puissance dans plusieurs applications comme l’automobile et l’électroménager par exemple. Les composants de puissance jouent en général le rôle d’interrupteurs de commande et de transfert d’énergie électrique. Les principales caractéristiques d’un interrupteur de puissance sont : la tension blocable, le courant admissible, la ‘‘commandabilité’’, la résistance à l’état passant (qui traduit les pertes par conduction dans l’interrupteur) et la rapidité.

Plusieurs composants de puissance sont commercialisés couvrant une large gamme de puissances électriques et de tensions blocables. Parmi ces dispositifs de puissance, on trouve : les transistors bipolaires, les thyristors, les GTO (Gate Turn-Off Thyristor), les VDMOS et les IGBTs. Le choix du composant de puissance est lié à l’application de puissance visée. Tous les composants de puissance doivent intégrer dans leurs structures physiques une zone faiblement dopée, appelée zone de drift, qui permet au composant de tenir la tension à l’état bloqué. Pour soutenir des tensions élevées, la zone de drift doit être large et faiblement dopée. Par conséquent, cette zone large contribue au fonctionnement, à l’état passant, par une résistance très grande et génère des pertes par conduction qui peuvent endommager le composant. Dans la pratique, la résistance de cette zone de drift peut être réduite par la modulation de sa conductivité en y injectant les porteurs minoritaires, cas des composants bipolaires, ou par augmentation de la surface active du composant, cas des transistors VDMOS par exemple. Les transistors bipolaires, les thyristors et les GTO sont des composants qui fonctionnent avec les deux types de porteurs : ils peuvent donc commuter des courants très importants et présenter une résistance à l’état passant très faible grâce à la modulation de conductivité de la zone de drift. Les deux inconvénients majeurs de ces dispositifs bipolaires sont :

i) une commande en courant par une énergie non négligeable, donc des circuits de commande complexe.
ii) une fréquence d’utilisation limitée à cause de la charge stockée à l’état passant.

Contrairement aux composants bipolaires, les transistors MOS de puissance fonctionnent avec un seul type de porteurs (les majoritaires) et ils sont commandés en tension à travers une résistance d’entrée très grande. Conséquence, le transistor MOS de puissance est plus rapide (pas de charge stockée), sa résistance d’entrée est très grande et l’énergie électrique nécessaire pour le commander est très faible. Toutefois, le champ d’utilisation du transistor MOS de puissance de structure conventionnelle se limite aux applications de puissance de tensions de claquage ne dépassant pas les 250 Volts car sa résistance à l’état passant augmente d’une façon considérable avec l’augmentation de la tension de claquage. Cette limitation est due à l’épaisseur et au dopage de la zone de drift dans la structure conventionnelle du transistor MOS de puissance et notamment à la faible énergie d’ionisation du silicium.

Plusieurs travaux de recherche ont été effectués pour développer de nouvelles structures de composants de puissance plus faciles à commander et ayant une résistance faible à l’état passant. Dans les années 1980, une nouvelle structure de composants de puissance, appelée IGBT (Insulted-Gate Bipolar Transistor), a été proposée présentant l’avantage d’être commandée en tension à travers une grille isolée, comme le transistor MOS, et de fonctionner avec les deux types de porteurs, comme le transistor bipolaire. Ainsi, l’IGBT a remplacé le GTO dans plusieurs applications hautes tensions grâce à sa commande plus simple et une puissance commutée très importante. Les modules IGBT, c’est-à-dire puces IGBT mises en parallèle pour augmenter le courant à l’état passant, sont actuellement utilisés dans la traction électrique, la gestion de sources d’énergie éolienne ou solaire, les véhicules électriques et les appareils domestiques. L’inconvénient majeur de l’IGBT est la charge stockée à l’état passant qui limite son utilisation aux basses fréquences (< 20 kHz). Pour les applications hautes fréquences ne dépassant pas des tensions de 250 Volts, le transistor MOS de puissance unipolaire reste le composant de choix grâce à une vitesse de commutation plus élevée que celle des transistors de puissance bipolaires. Des progrès technologiques de lithographie et en diffusion ont permis la miniaturisation des diffusions P des cellules élémentaires constitutives du transistor MOS de puissance et, par conséquent, le développement de structures améliorant d’une façon significative la résistance à l’état passant. Parmi ces structures, on peut citer le HDTMOS de Motorola [1] et le transistor MOS à tranchées [2], innovation de Ueda et al [3], largement utilisé par plusieurs fabricants de semi-conducteurs de puissance à ce jour.

D’autres études menées sur le développement de nouvelles structures innovantes ont permis la découverte de deux structures très intéressantes permettant une nette amélioration du compromis entre la résistance à l’état passant et la tension de claquage pour les composants MOS de puissance. Parmi ces structures, on peut citer les composants MOS de puissance à superjonction [4] et les composants MOS de puissance à îlots flottants [5]. Cependant, si les composants de puissance ont beaucoup progressé au niveau de leurs structures actuellement, les limites physiques et thermiques du silicium empêchent une amélioration encore plus grande de leurs performances statiques et dynamiques. Pour surmonter ces limitations, les composants de puissance doivent faire appel à d’autres matériaux semi-conducteurs à large bande interdite (bandgap) pour remplacer le silicium dans plusieurs applications de puissance et notamment en haute température. Parmi ces matériaux semi-conducteurs à large bandgap, on peut citer le carbure de silicium (SiC), le nitrure de gallium (GaN) et le diamant.

Actuellement, des wafers en carbure de silicium et en nitrure de gallium (en couches minces sur saphir ou sur carbure de silicium) sont disponibles sur le marché pour fabriquer des composants de puissance capables de continuer à fonctionner à des températures très élevées avec des faibles pertes statiques et dynamiques. Le diamant est le matériau semi-conducteur à large bandgap qui présente les meilleures caractéristiques physiques et thermiques mais son processus de fabrication, nécessitant des températures très grandes, est loin d’être résolu. Une autre caractéristique intéressante pour ces matériaux semi-conducteurs à large bandgap est le fort champ électrique de claquage. Ainsi, en utilisant un tel matériau, on peut fabriquer des composants ayant une tension de claquage très élevée avec une faible résistance de drift. Une étude menée sur un transistor MOS de puissance 660 Volts fabriqué à base de carbure de silicium a montré que les résistances du canal d’inversion et des fils de connexion deviennent non négligeables [6]. D’autres travaux de recherche sont actuellement en cours pour améliorer la qualité des substrats obtenus en matériaux à large bandgap et diminuer leur densité de défauts.

ÉTAT DE L’ART DES COMPOSANTS MOS DE PUISSANCE

En électronique de puissance, les transistors bipolaires et les thyristors étaient les premiers dispositifs de puissance commandables utilisés dans plusieurs applications de puissance. Toutefois, ces dispositifs bipolaires ne sont pas adaptés aux applications en commutation haute fréquence et exigent un circuit de commande complexe fournissant une énergie non négligeable. L’évolution des technologies dans le domaine des circuits intégrés MOS a permis le développement de familles de transistors MOS de puissance capables de fonctionner en haute fréquence avec une commande simplifiée à travers une grille isolée par un oxyde mince. Le transistor MOS de puissance de structure conventionnelle en silicium est un composant unipolaire qui est très utilisé dans les applications de puissance en commutation haute fréquence pour des tensions de claquage ne dépassant pas les 250 Volts. Le courant dans le transistor MOS de puissance est un courant de conduction d’un seul type de porteurs (les majoritaires), il n’existe donc aucun délai d’évacuation dû à la charge stockée ou à la recombinaison des porteurs minoritaires comme dans le cas des dispositifs bipolaires. Par conséquent, la vitesse de commutation des transistors MOS de puissance est très supérieure à celle des transistors bipolaires. C’est cette propriété qui fait du transistor MOS de puissance le composant de choix pour les applications en commutation haute fréquence.

Le transistor MOS de puissance est constitué d’une multitude de cellules élémentaires mises en parallèle pour permettre au composant de commuter des courants très importants. Contrairement aux transistors bipolaires, la mise en parallèle des cellules MOS élémentaires est possible grâce au coefficient de dérive thermique positif de la résistance à l’état passant de ces cellules. Par conséquent, la distribution de courant direct reste homogène entre les cellules constitutives du transistor MOS de puissance. En ce qui concerne la technologie MOS de puissance, le transistor MOS de puissance est fabriqué en utilisant le processus de double diffusion planar de type P et N+ pour réaliser les zones P base du canal et N+ de source. D’ailleurs, le nom de ces transistors DMOS est tiré directement de ce processus de double diffusion, c’est-à-dire réalisation d’une double diffusion P et N+ à travers la même fenêtre utilisant la grille en polysilicium comme bord de masquage. Cette technique d’auto-alignement de ces diffusions permet de régler et contrôler la longueur du canal du transistor DMOS à des dimensions submicroniques.

Pour les premiers transistors MOS de puissance commercialisés, les fabricants de semiconducteurs de puissance proposaient plusieurs configurations géométriques des cellules P source du transistor. L’objectif était de rechercher la forme géométrique des diffusions P source qui permettait d’obtenir la plus grande densité d’intégration – rapport Z/S du périmètre à la surface de la puce – et, par suite, le plus grand courant par unité de surface [1], [2]. Pour les mêmes largeurs et profondeurs des diffusions P source, Hu [1] a démontré que les résistances optimales, représentant les différentes zones du passage du courant à l’état passant dans la structure VDMOS, obtenues par ces différentes formes géométriques sont à peu près les mêmes si les rapports entre la surface de la diffusion P et la surface de la cellule sont identiques.

Structures de composants MOS de puissance et principe de fonctionnement 

Il existe deux types de transistors DMOS de puissance : les transistors discrets (structures verticales) et les transistors intégrés (structures latérales en général). Les structures latérales LDMOS (latéral DMOS) sont utilisées pour des applications de puissance basses tensions radio fréquences [5] ne dépassant pas des tensions de 100 Volts .

Composants discrets

Le transistor VDMOS
Ce transistor est fabriqué en utilisant le processus de double diffusion MOS. La source et la grille sont localisées à la surface de la puce alors que le drain se situe à l’arrière de la puce. À l’état passant, la tension grille-source Vgs est supérieure à la tension de seuil VT et un canal d’inversion de type N est ainsi formé en surface de la zone du canal permettant le passage du courant entre le drain et la source. Ce courant passe, en grande partie, dans le volume de la structure à travers la zone de drift N- . Une partie de ce courant passe en surface dans le canal et dépend de la mobilité des électrons dans la couche inversée. La résistance du canal d’inversion est une limitation supplémentaire dans le cas des transistors VDMOS basse tension et elle est aussi importante dans le cas des nouveaux MOS de puissance fabriqués à base de carbure de silicium, à cause de la faible mobilité dans la couche inversée [6]. La zone de drift N- assure au transistor VDMOS la faculté de bloquer la tension à l’état bloqué. Pour une structure VDMOS bien optimisée [7, 8], la tension de claquage dépend du dopage et de l’épaisseur de la zone de drift. En effet, pour bloquer des tensions très élevées, la zone de drift doit être faiblement dopée et suffisamment large pour permettre à la zone de charge d’espace de s’étendre. Par conséquent, cette zone large et faiblement dopée devient, à l’état passant, une résistance très grande que l’on ne peut réduire que par augmentation de la surface active du composant ou par utilisation de nouveaux concepts comme le concept de la superjonction par exemple. L’utilisation de matériaux de forte énergie d’ionisation peut aussi être une très bonne solution à ce problème. Il existe donc un compromis entre la résistance à l’état passant et la tension de claquage des transistors VDMOS de puissance.

On peut remarquer aussi que l’électrode de grille joue ici le rôle d’une plaque de champ et réduit le champ électrique à la surface de la jonction ‘‘P-body/N- drift’’. Ceci n’est pas sans conséquence car cette électrode de grille étalée sur toute la surface intercellulaire entre les diffusions P source introduit une capacité parasite MOS entre la grille et le drain. Cette capacité, connue sous le nom de capacité Miller, cause une contre-réaction entre la sortie et l’entrée du composant et réduit considérablement la fréquence de transition du transistor. Pour remédier à ce problème, on peut par exemple éliminer une partie de la grille [8, 9] au dessus de la couche épitaxiée N- . Dans ce cas, une augmentation significative de la fréquence de transition du transistor peut être obtenue. Toutefois, cette élimination d’une partie de la grille provoque une réduction de la tension de claquage du dispositif, à cause du fort champ électrique à la fin de métallisation de grille, et une augmentation de la résistance à l’état passant car la longueur de la zone accumulée est réduite.

D’autre part, la résistance équivalente du transistor VDMOS est composée de plusieurs résistances en série : résistance du canal, résistance accumulée à la surface de la zone intercellulaire entre les diffusions P source adjacentes, résistance JFET de la région entre les diffusions P source adjacentes, résistance de la zone volumique de drift N- , résistance de substrat et résistances de contact. L’effet résistif de la zone de JFET entre les diffusions P source est d’autant plus grand que le dopage de la zone épitaxiée est faible, cas des transistors prévus pour fonctionner en hautes tensions, ou si la distance entre les diffusions P source est très faible. C’est ce dernier phénomène, augmentation de la résistance JFET en diminuant la distance intercellulaire, qui limite la densité d’intégration des composants MOS de puissance.

Le transistor MOS à tranchées 

Une solution au problème de l’augmentation de la résistance JFET, limitant la densité d’intégration de la structure VDMOS, est la structure innovante, appelée structure MOS à tranchées, proposée par Ueda et al. [10] permettant d’éliminer la zone de JFET et d’augmenter la densité d’intégration des cellules élémentaires MOS. Cette structure est largement utilisée dans le cas des transistors MOS de puissance basse tension pour diminuer la résistance à l’état passant du composant et, par conséquent, augmenter l’autonomie des systèmes nomades de faibles puissances.

Table des matières

INTRODUCTION GÉNÉRALE
Évolution des composants de puissance
Objectif de ce travail
CHAPITRE I : ÉTAT DE L’ART DES COMPOSANTS MOS DE PUISSANCE
I.1. Introduction
I.2. Structures de composants MOS de puissance et principe de fonctionnement
I.2.1. Composants discrets
I.2.1.1. Le transistor VDMOS
I.2.1.2. Le transistor MOS à tranchées
I.2.2. Composants intégrés
I.2.2.1. Le transistor LDMOS
I.2.2.2. Le transistor VDMOS up-drain
I.2.2.3. Le transistor LUDMOS
I.3. Caractéristiques statiques d’un transistor VDMOS de puissance
I.3.1. Tension de claquage
I.3.1.1. Cas d’une jonction plane infinie en non limitation ‘‘Non Punch Through’’ (NPT)
I.3.1.2. Cas d’une jonction plane en limitation ‘‘Punch Through’’ (PT)
I.3.2. Résistance à l’état passant
I.3.2.1. Résistance du canal
I.3.2.2. Résistance d’accès
I.3.2.3. Résistance de drift
I.3.2.4. Les autres résistances
I.3.3. Limite du silicium des transistors DMOS verticaux
I.3.4. Limite du silicium des transistors DMOS latéraux
I.4. Quelques solutions pour dépasser (ou « briser ») la limite dite du silicium
I.4.1. Transistors MOS de puissance à Superjonction
I.4.2. Composants MOS à îlots flottants : le transistor FLIMOS
I.5. Matériaux semi-conducteurs à grand gap pour l’électronique de puissance
I.5.1. Introduction
I.5.2. Compromis « résistance passante spécifique / tension de claquage »
I.6. Conclusion
CHAPITRE II : ANALYSE STATIQUE ET DYNAMIQUE DU TRANSISTOR FLIMOS DE PUISSANCE
II.1. Introduction
II.2. Approche analytique unidimensionnelle
II.2.1. Tension de claquage
II.2.2. Résistance à l’état passant
II.2.2.1. Résistance du canal
II.2.2.2. Résistance d’accès
II.2.2.3. Résistance de drift
II.2.2.4. Limite du silicium des structures FLIMOS verticales
II.2.3. Optimisation des structures FLIMOS verticales
II.2.4. Capacité grille-source Cgs
II.2.5. Capacité drain-source Cds
II.2.6. Capacité grille-drain Cgd
II.3. Simulation 2D et interprétation des résultats
II.3.1. Outil de simulation bidimensionnelle PISCES
II.3.2. Structure DMOS verticale
II.3.2.1. Structure FLIMOS 900 Volts
II.3.2.1.1. Simulation de la tenue en tension et de la résistance passante spécifique de la structure VDMOS 900 Volts
II.3.2.1.2. Structure FLIMOS 900 Volts à trois îlots flottants
II.3.2.2. Structure FLIMOS 73 Volts
II.3.2.3. Conclusion
II.3.3. Structure latérale
II.3.3.1. Structure LDMOS conventionnelle
II.3.3.2. Structure FLIMOS latérale 60 Volts à deux îlots flottants
II.3.3.3. Paramètres de la structure FLIMOS
II.3.3.4. Simulation de la structure FLIMOS latérale en coupe
II.3.3.5. Simulation de la partie supérieure de la structure en surface
II.3.3.6. Résistance passante spécifique
II.3.3.7. Conclusion
II.3.4. Impact des îlots sur les performances dynamiques
II.3.4.1. Capacité grille-source
II.3.4.2. Capacité drain-source
II.3.4.2.1. Structure FLIMOS verticale à un îlot flottant 73 Volts
II.3.4.2.2. Structure FLIMOS verticale à 9 îlots flottants 900 Volts
II.3.4.3. Capacité grille-drain
II.3.4.3.1. Structure FLIMOS verticale à un îlot flottant 73 Volts
II.3.4.3.2. Structure FLIMOS verticale à 9 îlots flottants 900 Volts
II.3.5. Conclusion
II.4. Conclusion
CHAPITRE III : MODÉLISATION SPICE DU TRANSISTOR FLIMOS VERTICAL
III.1. Introduction
III.2. Approche physique de la modélisation
III.2.1. Modèle statique
III.2.1.1. Zone du canal
III.2.1.2. Nouveau modèle SPICE du générateur de courant
III.2.1.3. Zone d’accès
III.2.1.4. Zone de drift
III.2.1.5. Diode Dbody
III.2.1.6. Extraction des paramètres statiques
III.2.1.6.1. Tension de seuil VT0 et facteur de transconductance KP
III.2.1.6.2. Paramètres θ, VMAX et ETA
III.2.1.6.3. Résistances Ra et Rbulk
III.2.1.7. Validation du modèle statique
III.2.2. Modèle dynamique
III.2.2.1. Capacité grille-source Cgs
III.2.2.2. Capacité grille-drain Cgd
III.2.2.3. Capacité drain-source Cds
III.2.2.4. Extraction des paramètres dynamiques
III.2.2.4.1. Mesures des capacités inter-électrodes Ciss, Crss et Coss
III.2.2.4.2. Détermination des paramètres Cj0, Vj et m
III.2.2.5. Validation du modèle dynamique
III.2.2.6. Simulation du ‘‘gate charge’’
III.3. Conclusion
CONCLUSION GÉNÉRALE
BIBLIOGRAPHIE
ANNEXES

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