Résonateurs à domaines ferroélectriques périodiques sur coupes obliques

Depuis les années 1990, l’évolution des standards de la téléphonie mobile a permis d’assister à une hausse continue des débits de données, qui donne lieu à une diversification des usages et l’ouverture à des applications toujours plus demandeuses de débits (réalité virtuelle, streaming vidéo haute définition, …). Les filtres piézoélectriques à ondes élastiques de surface (SAW, de l’anglais Surface Acoustic Wave) et de volume (BAW, de l’anglais Bulk Acoustic Wave) ont permis, grâce à leur compacité et leurs performances, d’accompagner le développement de la téléphonie mobile et l’amélioration des performances à travers les différents standards.

La 5ème Génération de standard de téléphonie mobile (5G), développée et déployée dans les années 2010, permet d’atteindre des débits théoriques de l’ordre de 1 Gbit.s-1 et une latence de l’ordre de la milliseconde et s’ouvre à de nouvelles applications (conduite autonome, télémédecine, …). La bande 300 MHz – 3 GHz, appelée bande UHF (Ultra-Haute Fréquence), actuellement utilisée pour les applications téléphoniques de 2nde, 3ème et 4ème génération, n’a pas la capacité suffisante pour accueillir toutes les applications 5G. Par conséquent, la montée en fréquences et l’utilisation de la bande SHF 3 GHz – 30 GHz (Supra-Haute Fréquence) est envisagée, notamment en France et en Europe sur la bande 3,4 GHz – 3,8 GHz. De plus, pour accompagner la hausse des performances nécessaire à la 5G, les filtres doivent être conçus sur des bandes plus larges, de meilleures réjections, présenter une meilleure stabilité en température et une meilleure tenue à la puissance.

L’obtention de filtres piézoélectriques à plus large bande passe par l’amélioration du coefficient de couplage électromécanique k² de l’onde exploitée, tandis que l’amélioration de la réjection passe par l’augmentation du facteur de qualité Q associé. Des travaux de recherche sont actuellement menés sur les composants BAW et SAW pour améliorer leurs caractéristiques k² et Q, leur stabilité en température et leur tenue en puissance.

Principales architectures de résonateurs à ondes élastiques

Résonateurs à ondes élastiques de surface (SAW)

Dans les années 1960, le développement des technologies de microfabrication par photolithographie permettent d’envisager la structuration de motifs particuliers en surface des substrats. En 1965, White et Voltmer développent les premiers transducteurs générant des ondes élastiques à l’aide de peignes métalliques interdigités [1-10]. La génération des ondes élastiques par ces dispositifs,  repose sur le couplage entre deux électrodes structurées sous la forme de peignes interdigités. L’un de ces peignes est exposé au signal électrique radiofréquences et est appelé point chaud, l’autre est relié à la masse. Ceux-ci sont périodiquement espacés d’une longueur p appelée période mécanique. Lors de l’excitation électrique de ces peignes, le matériau piézoélectrique se déforme en surface (effet piézoélectrique direct) et génère ainsi des ondes élastiques de surface. Les ondes générées par cette architecture peuvent être uniquement guidées par la surface dans le cas des ondes de Rayleigh, ou se propager en partie dans le volume dans le cas des pseudoondes de surface ou de Bleustein-Gulyaev [1-3]. Ces dispositifs sont nommés composants à  ondes élastiques de surface, ou par abus de langage de composants SAW (de l’anglais Surface Acoustic Wave).

Dans ces dispositifs, le confinement de l’onde est assuré par des réseaux métalliques de longueur d’onde λ identique à celle du transducteur central et sont appelés miroirs ou réflecteurs de Bragg. Chacun des doigts réfléchit partiellement l’onde et deux réseaux constitués d’une centaine de doigts, éventuellement reliés à la masse, permettent d’obtenir le confinement de l’onde.

Résonateurs à ondes élastiques de volume (BAW)

La génération d’ondes élastiques de volume repose sur l’excitation d’un matériau piézoélectrique dans son épaisseur, à l’aide d’électrodes situées de part et d’autre du matériau piézoélectrique. Dans le cas de structures monolithiques (matériau piézoélectrique seul), cette onde reste confinée dans la structure, ce qui permet d’obtenir simplement un résonateur.

Historiquement, les premiers résonateurs à ondes élastiques développés dans les années 1920 reposent sur la génération d’ondes de volume. Ces dispositifs présentent des épaisseurs de l’ordre du millimètre et sont adaptés au traitement des basses fréquences (inférieures à 100 MHz). À partir des années 1980, le développement des techniques de dépôt de couches minces ont permis de voir apparaître des dispositifs à ondes de volumes à plus hautes fréquences appelés résonateurs FBAR (de l’anglais Film Bulk Acoustic Resonator). Ces dispositifs, à base de couches minces piézoélectriques, doivent néanmoins faire face à des contraintes technologiques supplémentaires :

• Puisque ces couches sont déposées sur un support, l’onde n’est plus forcément autoconfinée dans le matériau piézoélectrique et il faut donc repenser le confinement de l’onde ;
• Les inhomogénéités en épaisseur, inhérentes aux procédés de dépôt de couche minces, ont une influence significative sur les performances des résonateurs, notamment sur le facteur de qualité ;
• Les grains de domaines impactent négativement le facteur de qualité des résonateurs. Par conséquent, il est nécessaire de travailler avec des couches de matériaux monocristallins.

Des structures ont été proposées pour assurer le confinement des ondes générées sur les couches minces piézoélectriques :
• La première consiste à graver le support, de façon à ouvrir la partie située sous la couche piézoélectrique pour obtenir un résonateur FBAR à membrane ;
• La deuxième repose sur une couche piézoélectrique déposée au-dessus d’une couche de matériau dite « sacrificielle », qui est ensuite gravée et permet d’obtenir un résonateur FBAR à lame d’air ;
• La troisième est constituée d’une couche mince piézoélectrique déposée sur une succession de couches métalliques de faible épaisseur. Ces couches successives permettent de réaliser un miroir de Bragg et de confiner l’onde dans la couche piézoélectrique. Ceux-ci sont appelés résonateurs à miroirs de Bragg ou résonateurs SMR (de l’anglais Solidly Mounted Resonator) ;
• La dernière consiste à considérer le système résonant comme un ensemble constitué de la couche piézoélectrique et du support. Un tel système excite de très nombreux harmoniques et sont appelés résonateurs HBAR (de l’anglais High overtone Bulk Acoustic Resonator) .

Performances actuelles des résonateurs SAW et BAW

La technologie SAW est privilégiée pour le traitement du signal jusqu’à 1,5 GHz du fait de leur fabrication plus simple (et par conséquent leur coût de fabrication moindre) que celle des BAW. Par ailleurs, cette technologie permet d’exploiter n’importe quel substrat piézoélectrique dont notamment le niobate de lithium (LiNbO3) qui propose des coefficients de couplage électromécaniques théoriques supérieurs à 20%. Néanmoins, à partir de 1,5 – 2 GHz, ces composants font face à des pertes diélectriques plus importantes et des Q plus faibles. Par ailleurs, ces composants concentrent la puissance électrique à la surface et ont par conséquent une tenue en puissance moindre que celle des BAW [1-11]. Enfin, au fur et à mesure de la montée en fréquence, les peignes deviennent de plus en plus fins et des problématiques de lithographie apparaissent à partir de 3 GHz.

Pour les fréquences supérieures, la technologie BAW est privilégiée : le Q de ces dispositifs est meilleur à fréquence égale, le confinement des ondes élastiques dans le volume lui procure une meilleure tenue en puissance et cette technologie n’est pas confrontée aux problématiques de résolution. Les résonateurs BAW restent néanmoins plus complexes à réaliser, avec un nombre d’étapes critiques plus important que les SAW. Le contrôle de l’épaisseur des couches est primordial pour conserver un bon facteur de qualité Q.

Par ailleurs, les matériaux usuels utilisés pour ces filtres, l’oxyde de zinc (ZnO) et le nitrure d’aluminium (AlN), possèdent des k² moindres que celui du niobate ou du tantalate de lithium. L’AlN dopé scandium (AlN:Sc) permet d’augmenter le k² jusqu’à 12%, mais cela au prix d’un Q moindre, causé par la génération localisée de phases secondaires [1-19]. Or, cette limitation du k² devient problématique pour l’exploitation de larges bandes par les filtres à hautes fréquences [1-11].

Table des matières

Introduction générale
Chapitre I : Etat de l’art des composants à ondes élastiques
1.1) Composants piézoélectriques à ondes élastiques
1.1.1) Principe de la piézoélectricité et résonateurs piézoélectriques
1.1.2) Filtres à éléments d’impédance
1.1.3) Principales architectures de résonateurs à ondes élastiques
a) Résonateurs à ondes élastiques de surface (SAW)
b) Résonateurs à ondes élastiques de volume (BAW)
1.1.4) Performances actuelles des résonateurs SAW et BAW
1.1.5) Evolutions technologiques des résonateurs à ondes élastiques
1.2) Structures ferroélectriques périodiquement polarisées
1.2.1) Principe de la ferroélectricité
1.2.2) Présentation du matériau d’étude : le niobate de lithium
a) Structure et orientations cristallographiques
b) Propriétés ferroélectriques du niobate de lithium
1.2.3) Technologies de fabrication des structures périodiquement polarisées
1.2.4) Applications pour l’optique
1.2.5) Applications pour la génération d’ondes élastiques
a) Principe de fonctionnement et description des modes générés
b) Avantages de l’architecture PPLN
c) Travaux sur les structures périodiquement polarisées
1.3) Orientation des travaux pour la réalisation de dispositifs PPLN destinés au filtrage
Chapitre II : Définitions, simulations et procédés de fabrication des PPLN
2.1) Structures et dimensions caractéristiques des résonateurs PPLN
2.2) Présentation des outils de simulation
2.2.1) Définition du maillage et des conditions limites
2.2.2) Spécificités du logiciel Emmix2
2.2.3) Convergence du modèle
2.2.4) Simulation des réponses électriques harmoniques et identification des
contributions sur un dispositif PPLN
2.3) Procédé de fabrication des structures PPLN
2.3.1) Détermination préalable de l’orientation de la polarisation spontanée des
substrats (Etape 0)
2.3.2) Réalisation du masque par photolithographie (Etape 1)
2.3.3) Inversion des domaines par application de champ électrique (Etape 2)
2.3.4) Dépôt des électrodes (Etape 3 et 4)
2.4) Caractérisations électriques des résonateurs PPLN
2.5) Caractérisations à la sonde hétérodyne des modes élastiques
2.6) Conclusion du chapitre
Chapitre III : Etude théorique des structures périodiquement polarisées de niobate de lithium sur coupes obliques
3.1) Simulations des structures PPLN sur coupes obliques
3.1.1) Introduction aux simulations
3.1.2) Simulations de structures PPLN sur coupe (YXl)/θ
a) Identification et description des contributions élastiques générées
b) Analyse de l’évolution des ondes élastiques en fonction de l’angle θ
3.1.3) Simulations de structures PPLN sur coupe (YXlt)/θ/90°
a) Identification et description des contributions élastiques générés
b) Evolution des contributions élastiques en fonction de l’angle θ
3.1.4) Conclusion sur les simulations des structures PPLN
3.2) Influence des paramètres dimensionnels des transducteurs PPLN sur la réponse
acoustique
3.2.1) Influence de l’épaisseur de la structure
3.2.2) Influence du rapport d’inversion des PPLN
3.2.3) Conclusion sur l’influence des paramètres dimensionnels
3.3) Conclusion sur l’étude théorique
Conclusion générale

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