Réseaux de Bragg dans les fibres et techniques de fabrication

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Le réseau de distribution

Connectés aux brasseurs de l’anneau métropolitain, les réseaux de distribution relient l’usager. Dans le réseau de distribution [I.5] la fibre peut encore être présente depuis le brasseur jusqu’à des TNRO (Terminaux Numériques de Réseau Optique), à partir de ces points, le raccordement avec l’abonné se fait le plus souvent par paire torsadée de cuivre. A chaque étage de l’infrastructure entre le brasseur et le TNRO le débit numérique est divisé (figure I.2), celui transmis à l’étage précédant le TNRO, appelé TLO (Terminal de Liaison Optique) doit pouvoir atteindre 622 Mbit/s. Enfin, ce sont les services que l’usager souhaite recevoir qui vont déterminer les débits que le réseau devra être en mesure de supporter dans le dernier kilomètre. Pour un particulier, on estime entre 25 et 50 Mbit/s le débit nécessaire à la délivrance de services « vidéo à la demande », « télévision haute définition » et « internet haut débit ». Pour les entreprises le besoin peut s’avérer beaucoup plus important. Naturellement, le débit constitue le critère déterminant dans les choix du support (fibre, cable, cuivre, radio) et de la technique de raccordement d’un client employée par un opérateur.
Avant toute chose il est nécessaire de faire la distinction entre les deux acceptions de l’expression « haut débit ». Lorsque l’on s’intéresse au réseau de transport de données, le haut débit numérique désigne (en 2002) un ordre de grandeur compris entre 2,5 Gbit/s et 1,2 Tbit/s. Par contre, dans le contexte du réseau d’accès, le haut débit par abonné recouvre des capacités allant de 2 Mbit/s à 50 Mbit/s. Ce débit est considéré comme haut relativement au flux maximum de 56 kbit/s théoriquement atteint sur la paire de cuivre téléphonique au moyen des modems V90.

Les réseaux d’accès large bande

Les techniques de ligne d’abonné numérique

Les techniques xDSL [I.6] (Digital Subscriber Loop, x représentant la variante) ou lignes d’abonné numériques, qui reposent sur l’utilisation de modulations multiporteuses, permettent d’exploiter la totalité de la bande passante d’une paire de cuivre. Les transmissions de données à des débits allant de 2 à 50 Mbit/s sont ainsi rendues possibles sur des lignes téléphoniques. Néanmoins, les performances des techniques xDSL sont fortement tributaires de la distance ainsi que de l’état de la ligne. La variante ADSL (Asymetric Digital Subscriber Loop) par exemple, propose une liaison bidirectionnelle asymétrique d’une portée de 2500 m autorisant, en plus du service téléphonique, des transmissions de données pouvant atteindre 8 Mbit/s sur la voie descendante et 768 kbit/s sur la voie montante. De toutes les variantes xDSL, c’est certainement l’ADSL qui sera à l’avenir la plus répandue, en effet, de par son débit elle se prête parfaitement aux services tels que l’accès rapide à Internet, la vidéo conférence, l’enseignement à distance ou le télétravail ; de plus, la longueur d’une ligne d’abonné est en moyenne de 2500 m [I.7].
Puisque les solutions xDSL permettent de tirer parti du Réseau Téléphonique Commuté (RTC) déjà existant, elles sont du plus grand intérêt pour l’opérateur historique qui en est propriétaire, et dans une moindre mesure elles intéressent aussi les opérateurs alternatifs à qui le dégroupage rend le RTC accessible par location des lignes. Pour autant, les solutions xDSL, même pour un opérateur historique, ne constituent pas une réponse à tous les problèmes de haut débit chez l’abonné. En effet, pour satisfaire aux besoins résidentiels on estime que des débits allant jusqu’à 25 Mbit/s [I.7] peuvent être nécessaires (à elle seule la télévision numérique haute définition demande 8 Mbit/s), mais en raison des contraintes de distance auxquelles elles sont soumises les techniques xDSL ne sont pas en mesure de fournir ces capacités à tous les clients. De ce fait, Il est indispensable d’envisager d’autres techniques dans la boucle locale. Cela s’avère d’autant plus vital pour les opérateurs nouveaux entrants qui, soucieux de garantir leur indépendance vis à vis de l’opérateur historique, cherchent à déployer leurs propres réseaux d’accès. Or, le coût des travaux de génie civil pouvant atteindre 150 euros par mètre, il n’est pas envisageable de déployer de nouveaux réseaux d’accès qui soient tout optiques ni même filaires ou câblés.

Les architectures FTTH et FTTB

Le support de transmission le plus performant en terme de débit est sans conteste la fibre optique puisque sa bande utile est supérieure à 10000 GHz. Néanmoins, son déploiement jusque chez tous les abonnés (FTTH : Fiber To The Home) et notamment les particuliers, reste hors de question en raison d’une part des problèmes de coût déjà soulevés (§ I.2.1), et d’autre part à cause du temps que prendrait un tel déploiement. Par contre, pour les gros consommateurs de débit tels que les PME/PMI, les grandes entreprises ainsi que les immeubles d’affaires, la pose de la fibre (FTTB : Fiber To The Building) paraît la solution la plus appropriée.

L’architecture HFC

Du point de vue de la bande passante, le câble coaxial est un support plus performant que la paire torsadée de cuivre, aussi le réseau câblé concurrence-t-il actuellement le satellite dans la diffusion de programmes télévisuels. L’architecture de ces réseaux est hybride : le signal à diffuser est d’abord transporté par fibre optique jusqu’à un Nœud d’Accès de Distribution (NAD) où il est converti en un signal électrique qui est ensuite transmis par câble. Il faut cependant signaler le nombre important d’amplificateurs exigé par cette technique de raccordement.

L’architecture HFR

L’architecture hybride fibre-radio (HFR) [I.8] est la seule alternative qui dans les derniers mètres du réseau, dispense la boucle locale des travaux de génie civil inhérents au déploiement des techniques précédemment citées. Dans un système HFR, une station centrale génère les signaux de la voie descendante ; ces derniers sont distribués par fibre optique à de multiples stations de base où, après conversion de l’onde lumineuse en signal électrique les données sont transmises aux usagers par radio, chacun d’entre eux disposant d’une antenne dirigée vers la station de base. D’un point de vue stratégique, la boucle locale radio (BLR) permet le déploiement rapide et progressif des nouveaux réseaux, et ce à un coût supportable. Quant aux performances de la liaison, si le débit est dépendant de la capacité maximale de la bande de fréquences, celles-ci dépassent dans tous les cas nettement celles de l’ADSL.
Bénéficiant d’une part des progrès réalisés dans le domaine hyperfréquence à la faveur du développement des systèmes radio-mobiles et d’autre part des efforts consacrés aux transmissions optiques pour les réseaux de transport de données, les systèmes HFR ont donné lieu à de nombreux travaux de recherche au cours de la décennie écoulée [I.9]. Nous distinguerons ceux réalisés aux fréquences centimétriques (3-30 GHz) et ceux portant sur les fréquences millimétriques (30-70 GHz). En effet, comme nous le verrons plus loin dans ce chapitre, ce sont ces derniers que notre dispositif concerne en premier lieu.
Dans le domaine centimétrique, les bandes de fréquences 3,5 GHz et 26 GHz ont été libérées en France en 2000 par l’ART (autorité de régulation des télécommunications). Des licences d’exploitation nationales ainsi que des licences régionales ont été attribuées à des opérateurs concurrents de l’opérateur historique (France Télécom), pour la plupart nouveaux entrants sur le marché [I.10]. La bande de 3,5 GHz a pour vocation le raccordement des zonesà faible densité de population et permet d’envisager des débits de 28 Mbit/s à partager entre tous les abonnés sur des cellules de 15 km2. La bande des 26 GHz est quant à elle adaptée aux zones à moyenne densité de population avec des cellules d’environ 5 km2 et des débits à partager de 112 Mbit/s.
Toujours en France, citons une expérimentation menée en limite de la bande centimétrique : le projet FRANS de France Télécom (Fibre Radio ATM Network and Services). Pour cette expérimentation mixte optique/radio bidirectionnelle [I.11] la voie descendante était à 28 GHz avec un débit de 615 Mbit/s dont 25 Mbit/s destinés à chaque usager. La voie montante quant à elle, empruntait la fréquence 29 GHz à un débit de 40 Mbit/s dont 2 Mbit/s par abonné. D’autre part, le diamètre d’une cellule radio, déterminé par l’atténuation en espace libre à ces fréquences, était limité à 1 km.

Les réseaux d’accès millimétriques hybrides fibre-radio

Introduction

La transmission radio aux fréquences millimétriques [I.12] présente l’avantage d’un spectre encore largement inoccupé dont les larges bandes de transmission permettent d’envisager des débits encore supérieurs à celui des bandes centimétriques. De plus, l’absorption atmosphérique qui limite la taille des cellules radio permet la réutilisation de ces fréquences.
A titre d’exemple, les Etats Unis ont attribué la bande 40,5 – 42,5 GHz pour des applications dites MVDS (Multipoint Video Distribution Systems). Celles-ci seraient bidirectionnelles et serviraient, dans des cellules urbaines ne dépassant pas 2,5 km de diamètre, aussi bien à la diffusion de canaux vidéo, de services vocaux que de données [I.13]. Les débits envisagés pour la voie descendante vont de 25 à 50 Mbit/s pour un débit remontant de 2 Mbit/s.
D’autre part la bande des 60 GHz suscite de nombreux travaux de recherche puisqu’elle se prête particulièrement aux applications « Indoor » [I.14] [I.15]. En effet, de par l’atténuation en espace libre, la dimension des cellules n’excède pas quelques m2, ainsi, la même fréquence peut être réutilisée pour émettre dans chaque pièce d’un même bâtiment.
Par ailleurs, quelle que soit la fréquence millimétrique envisagée, plusieurs options sont ouvertes quant à l’architecture des systèmes HFR. En effet, on peut choisir de transporter directement sur la fibre optique le signal radio contenant les données ou bien préférer le transport sur la fibre d’un signal soit en bande de base soit à une fréquence intermédiaire. Bien que le problème lié aux effets de la dispersion chromatique se pose surtout dans le cas du transport radio sur fibre, ce dernier semble le plus prometteur car il permet de centraliser la génération des signaux. Ceci explique les nombreux travaux de recherche sur ce sujet [I.16] [I.17].
Aux paragraphes suivants nous allons présenter ces diverses architectures et en comparer les mérites.

Le signal radio sur fibre optique

La solution « radio sur fibre » consiste à transporter directement sur fibre une porteuse optique modulée par un signal radiofréquence contenant les données. La station de base réalise alors uniquement les fonctions de conversion optique/électrique, d’amplification et d’émission hertzienne, évitant le recours à une quelconque conversion montante ou descendante. Une telle configuration présente l’avantage en centralisant la génération des signaux, d’une architecture simple des stations de base. Cette architecture centralisée permet de ne pas multiplier les équipements RF ce qui limite le coût du réseau et autorise de surcroît son évolution.
En contrepartie, les système « radio sur fibre » exigent des composants optoélectroniques d’émission et de réception qui fonctionnent en hyperfréquences.
A l’émission, la limitation à quelques GHz de la modulation directe des lasers, impose l’usage de modulateurs optiques externes. Des modulateurs interférométriques de type Mach-Zehnder (MZM) ont été réalisés en technologie LiNbO3 [I.20]ou GaAs [I.21]avec des bandes passantes à –3dB supérieures à 40 GHz. Les modulateurs électro-absorbants (MEA) présentent à la fois l’avantage de pouvoir être intégrés [I.22] avec une source laser et de nécessiter de plus faibles puissances de commande électrique que les MZM. La bande passante des MEA à multi-puits-quantiques peut dépasser les 40 GHz [I.23].
Quant aux performances des photorécepteurs rapides elles peuvent aller au delà de 60 GHz pour les jonctions PIN [I.24]. Par ailleurs, récemment une nouvelle structure de photodiode dite « uni-traveling-carrier photodiode » (UTC-PD) a été proposée ; certains de ces composants offrent des bandes passantes supérieure à 300 GHz [I.25] et génèrent une puissance de plus de 8 dBm [I.26].
Le second point critique des systèmes radio sur fibre aux fréquences millimétriques tient à la dispersion chromatique dans la fibre optique monomode standard (G652). Ce phénomène engendre des temps de propagation différents pour les composantes du signal optique et peut provoquer des évanouissements du signal photodétecté.

La dispersion chromatique dans les systèmes HFR

Les signaux à double bande latérale

Les trois composantes spectrales du signal DBL issu de la modulation en amplitude de la porteuse optique d’un laser subissent une dispersion chromatique de 17 ps/nm/km dans une fibre optique monomode standard. Ce phénomène de dispersion se traduit par une constante de propagation ( ) qui n’est pas linéaire en fonction de la pulsation (I-4). Chaque raie du spectre possède donc une constante de propagation différente. Dans un système HFR qui utilise le transport radio sur fibre, la dispersion chromatique affecte la puissance du signal photodétecté dans la station de base. Après le calcul des constantes de propagation puis celui du champ en entrée du photorécepteur, nous calculerons l’intensité détectée I(t). I(t) Ee(t) Fibre optique Es(t) D = 17ps/(nm.km)

Champ optique en sortie du modulateur

La génération d’un signal radio sur fibre se fait en général au moyen d’un modulateur externe. En sortie du modulateur le champ du signal optique modulé Ee(t) (l’indice e est choisi car ce signal est injecté en entrée de la fibre) en amplitude est donné par la relation (I-1) : E (t) E e j pt 1 m cos m t (I-1) où Ep désigne l’amplitude du champ, m l’indice de modulation, p la pulsation de la porteuse et m la pulsation de modulation. En développant la relation (I-1) au 1er ordre on a : Ee(t) Ep e j p t (1 m cos mt ) (I-2) sous forme exponentielle : E (t) A p e j pt A e j( p – m)tA e j( p m)t (I-3).

Les techniques non BLU

Les signaux en bande de base ou FI sur fibre optique

Les systèmes HFR qui emploient le transport sur fibre de signaux en bande de base ou bien de signaux à une fréquence intermédiaire (FI) de la fréquence RF émise à la station de base, sont relativement peu affectés par les effets de la dispersion chromatique. En effet pour une fréquence de 10 GHz, le premier évanouissement n’a lieu qu’au bout de 36,5 km.

Mach-Zehnder à double électrode avec un chirp négatif

Il est possible de réduire les effets de la dispersion chromatique en utilisant un modulateur optique de type Mach-Zehnder (MZM) à deux électrodes et en lui appliquant un chirp négatif [I.27]. Le terme de chirp est lié au rapport de la phase sur l’intensité en sortie du modulateur. Par conséquent, puisque le chirp affecte la phase des composantes spectrales en sortie du modulateur, il affecte aussi la longueur de fibre pour laquelle le déphasage entre les bandes latérales sera de , donc la période des évanouissements. Sur un MZM à deux électrodes, est lié aux amplitudes relatives et aux signes des signaux de commande RF V1 et V2 appliqués à chaque électrode (I-28) [I.28] (figure I.12). D’autre part, la relation (I-29) [I.29] exprime la puissance RF photodétectée dans la cas d’un MZM à double électrode et prend en compte le chirp : V1 V2 4 c (1 2 arctan( )) V V (I-28) P cos D 2 2m L (I-29)
La relation (I-29) suppose que le modulateur est polarisé en quadrature, c’est à dire à V /2 moitié de la tension d’extinction du signal. Ce point de polarisation minimise la génération d’harmoniques et permet de fortes puissances de commande. La relation (I-29) montre qu’en appliquant des valeurs de chirp négatives on augmente la distance entre les évanouissements. Ainsi, alors que pour un signal DBL de fréquence de modulation 28 GHz généré par un MZM sans chirp appliqué, le premier évanouissement se produit à 4,5 km, avec un chirp = -3, la dégradation après 5 km est réduite à -3dB [I.27].

Réseaux de Bragg dans les lasers

Des réseaux de Bragg réalisés par gravure (lithographie) sont utilisés dans les lasers semi-conducteurs essentiellement à des fins de stabilité (lasers DFB) ou bien d’accordabilité (lasers DBR) de la longueur d’onde émise.

Lasers Fabry-Pérot

Les lasers (lightwave amplification of stimulated emission of radiation) qui, en télécommunications optiques, sont utilisés comme sources lumineuses monochromatiques, reposent sur les phénomènes d’émission spontanée et d’émission stimulée de photons dans une cavité constituée d’un milieu actif délimité par des miroirs semi réfléchissant. Un courant d’injection joue un rôle de pompage en créant une inversion de population entre la bande de valence et la bande de conduction du semi-conducteur de la zone active. S’ensuivent des recombinaisons qui s’accompagnent d’une émission spontanée de photons qui, après réflexion sur les facettes de la cavité, stimulent l’émission de photons identiques. Lorsque l’amplification optique ainsi générée et les pertes par absorption et par transmission sur les facettes s’équilibrent, le laser se comporte comme un oscillateur optique. L’émission de lumière se fait par transmission au travers des facettes. La condition d’oscillation dépend de la longueur de la cavité et des coefficients de réflexion des facettes.
La figure II.3(a) représente la structure d’un laser de type Fabry-Pérot qui vient d’être décrite tandis que la figure II.3(b) illustre le spectre transmis par ce type de cavité, lequel est multi-longueur d’onde. Cette configuration n’est évidemment pas souhaitée pour les transmissions par fibre optiques longues distances/haut débit, à cause de la dispersion chromatique. C’est pour cette raison que sont conçus des lasers monofréquence présentant la meilleure pureté spectrale possible.

Lasers DFB

Dans un laser à contre réaction (DFB : distributed feedback), un réseau de Bragg est inscrit au dessus ou en dessous de la zone active, ce qui, par rapport à un laser Fabry-Pérot, a pour effet de sélectionner des modes proches de la longueur d’onde de Bragg du réseau. Classiquement, le spectre émis par ce type de structure comporte deux raies, mais par un traitement antireflet de la face de sortie du laser [II.4] ou bien par introduction d’un déphasage d’une demi période dans le pas du réseau [II.5], le laser peut être rendu monofréquence. Les lasers DFB sont employés dans la plupart des systèmes de transmission optiques en raison de leur stabilité en longueur d’onde.

Lasers DBR

Dans les lasers DBR (distributed Bragg reflector), une facette de la cavité Fabry-Perot est remplacée par un réseau de Bragg qui sert à sélectionner un mode de la cavité. De plus, en appliquant un courant à la section contenant le réseau on en modifie l’indice de réfraction ce qui provoque un saut dans la longueur d’onde de Bragg du réseau et permet de sélectionner un autre mode de la cavité [II.6]. Cette accordabilité en longueur d’onde peut être affinée par l’ajout, entre la cavité et le réseau, d’une troisième section commandée par un courant dit « de phase ». Ce dernier agit sur le chemin optique par variation de l’indice de réfraction modifiant ainsi le spectre. Typiquement, la plage d’accordabilité des lasers DBR à deux sections est de l’ordre de 15 nm avec des sauts de 0,4 nm (50 GHz) [II.7].

Filtre BLU-AALO 48

Quoique les systèmes WDM emploient actuellement des lasers DFB dont chacun est conçu pour émettre une longueur d’onde définie, les lasers DBR pourraient à moyen terme les remplacer en ce qui concerne le lot de maintenance puisque cela permet de réduire le nombre de cartes optoélectroniques. En effet, de par leur accordabilité, ils offrent plus de souplesse. Des composants de ce type ont même démontré des performances en termes de puissance émise équivalentes (20 mW) à celles des lasers à contre réaction distribuée [II.8].

Table des matières

Introductrion générale
CHAPITRE I Contexte général de l’étude
I.1 Introduction
I.2 Réseaux de transport et de distribution
I.2.1 Le réseau de transport
a) Réseau de transport optique
b) Anneau métropolitain
I.2.2 Le réseau de distribution
I.3 Les réseaux d’accès large bande
I.3.1 Les techniques de ligne d’abonné numérique
I.3.2 Les architectures FTTH et FTTB
I.3.3 L’architecture HFC
I.3.4 L’architecture HFR
I.4 Les réseaux d’accès millimétriques hybrides fibre-radio
I.4.1 Introduction
I.4.2 Le signal en bande de base ou signal FI sur fibre optique
I.4.3 Le signal radio sur fibre optique
I.5 La dispersion chromatique dans les systèmes HFR
I.5.1 Les signaux à double bande latérale
a) Champ optique en sortie du modulateur
b) Constantes de propagation
c) Champ en entrée du photodétecteur.
d) Intensité photodétectée
I.5.2 Les techniques non BLU
a) Les signaux en bande de base ou FI sur fibre optique
b) Mach-Zehnder à double électrode avec un chirp négatif
c) Up conversion
d) Réseau de Bragg « linéairement chirpé »
e) Disposistif à diversité de phase
f) Conjugaison de phase optique
g) Suppression de porteuse
I.5.3 Les signaux à bande latérale unique
I.5.4 Les techniques BLU
a) Les techniques de modulation
b) Les techniques de filtrage
I.6 Conclusion
Références
CHAPITRE II Filtres BLU-AALO
II.1 Introduction
II.2 Réseaux de Bragg
II.2.1 Profil et Condition de diffraction
II.2.2 Réseaux de Bragg dans les lasers
a) Lasers Fabry-Pérot
b) Lasers DFB
c) Lasers DBR
II.2.3 Réseaux de Bragg inscrits dans les fibres
a) Réseaux de Bragg dans les fibres et techniques de fabrication
b) Multiplexeurs à insertion extraction
II.3 Les réseaux de Bragg photoréfractifs
II.3.1 Génération d’un réseau de Bragg par effet photoréfractif
a) Mécanismes mis en jeu
b) Techniques d’inscription d’un réseau
II.3.2 Diffraction de Bragg à 1,55 μm
a) Filtres photoréfractifs dans le niobate de Lithium
b) Filtres photoréfractifs dans le phosphure d’Indium dopé au fer
c) Filtres photoréfractifs dans le tellure de cadmium
II.4 Effet photoréfractif dans l’InP/Fe et filtrage dynamique
II.4.1 InP:Fe photoréfractif : premières études
II.4.2 Filtre dynamique dans l’InP:Fe
a) Principe
b) Extraction d’une longueur d’onde
c) Analyseur de spectre optique autour de 1,55 μm
d) Perspectives d’intégration
II.5 Filtre BLU-AALO
II.6 Conclusion
Références
CHAPITRE III Modélisation des filtres BLU-AALO
III.1 Introduction
III.2 Réseaux de Bragg uniformes
III.2.1 Théorie des ondes couplées
a) Principe
b) Calculs
III.3 Réseaux de Bragg non uniformes
III.3.1 Introduction
III.3.2 Modélisation par une approche matricielle
III.4 Champ de charge d’espace et modulation d’indice de réfraction
III.4.1 Introduction
III.4.2 Cristallographie du phosphure d’indium
a) Généralités
b) Le dopage au fer
c) L’effet électro-optique
III.5 Modèle à deux bandes de l’effet photoréfractif dans l’InP:Fe
III.5.1 Introduction
III.5.2 Principe du modèle à deux bandes
III.5.3 Génération et piégeage de porteurs dans l’InP:Fe
a) Centre profond Fe++ et absorption dans l’InP:Fe photoréfractif
b) Phénomènes de génération et de piégeage optique sous illumination périodique
III.5.4 Genèse du modèle à deux bandes
III.5.5 Système d’équations du modèle à deux bandes
a) Introduction
b) Paramètres et variables du système d’équations
c) Système d’équations
III.5.6 Expression du champ de charge d’espace
III.6 Champ de charge d’espace dans un filtre BLU-AALO
III.6.1 Introduction
III.6.2 Eclairement moyen d’un filtre BLU-AALO
a) Eclairement moyen associé au faisceau signal
b) Eclairement moyen associé aux faisceaux de commande..
c) Eclairement moyen total du cristal
III.6.3 Expression du champ de charge d’espace
III.6.4 Variation d’indice de réfraction
III.7 Modèle des filtres BLU-AALO
III.7.1 Application du modèle à deux bandes au calcul de Esat
III.7.2 Prise en compte de la limitation spatiale des faisceaux
III.7.3 Synthèse
III.7.4 Simulations
a) Valeurs de paramètres utilisées
b) Réponse spectrale d’un filtre dynamique dans l’InP:Fe
c) Filtre BLU-AALO centré à 16 GHz
III.7.5 Extension du modèle
III.8 Conclusion
Références
CHAPITRE IV Caractérisation
IV.1 Introduction
IV.2 Montage et réglage en fréquence des filtres BLU-AALO
IV.3 Injection d’un signal modulé à 16 GHz
IV.3.1 Relevé de la réponse spectrale
IV.3.2 Caractérisation
a) Montage expérimental
b) Analyse qualitative des résultats
c) Analyse quantitative
IV.3.3 Rétro-simulations
IV.4 Injection d’un signal modulé à 31.5 GHZ
IV.4.1 Caractérisation
a) Montage expérimental
b) Analyse des résultats
IV.4.2 Rétro-simulations
IV.5 Injection de deux canaux DBL modulés à 31,5 GHZ
IV.5.1 Caractérisation
a) Montage expérimental
b) Analyse des résultats
IV.5.2 Rétro-simulations
IV.6 Conclusion
Références
CHAPITRE V Expérimentations système
V.1 Introduction
V.2 Transmission radio sur fibre à 16 GHz
V.2.1 Propagation d’un signal BLU
V.2.2 Propagation d’un signal DBL
V.2.3 Résultats des mesures
V.3 Transmission radio sur fibre à 31,5 GHZ
V.3.1 Propagation d’un signal BLU
V.3.2 Propagation d’un signal DBL
V.3.3 Résultats des mesures
V.4 Transmission BLU hybride fibre-radio sur porteuse RF à 16 GHz
V.4.1 Introduction
a) Transmission de données sur fréquence porteuse
b) Choix du format de modulation MDP2
c) Choix de la fréquence porteuse RF
V.4.2 Montage expérimental
a) Description de l’expérimentation système
b) Bilan des puissances
c) Spectres optiques
V.4.3 Etude des diagrammes de l’oeil
V.4.4 Mesure du taux d’erreur
V.5 Transmission hybride fibre-radio de deux canaux WDM-BLU de porteuse RF 16 GHz
V.5.1 Introduction
V.5.2 Montage expérimental
a) Description de l’expérimentation système
b) Bilan des puissances
c) Spectres optiques
V.5.3 Etude des diagrammes de l’oeil
V.5.4 Mesure de taux d’erreur
V.6 Conclusion
Références

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