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Les méthodes d’analyse de couplage
Paramètres d’une antenne
L’étude des effets du couplage mutuel entre plusieurs antennes présente un intérêt important en termes de compatibilité radioélectrique.
Nous pouvons constater que ces couplages doivent être pris en considération car dans certains cas ils peuvent modifier les caractéristiques de l’antenne [LEE 96].
Les paramètres d’intérêt pour un transducteur sont les suivants :
. Résistance de rayonnement.
. Impédance d’entrée.
. Distribution de courant.
. Diagramme de rayonnement.
. Directivité et/ou gain.
. Tous n’évoluent pas indépendamment les uns des autres.
La connaissance de la distribution en courant demeure essentielle pour bien comprendre les couplages électromagnétiques.
En somme, le couplage mutuel est susceptible d’entraîner d’une part une modification des caractéristiques de rayonnement de l’antenne et d’autre part une désadaptation d’impédance vis-à-vis de l’alimentation qui se traduit par une modification potentielle de la répartition d’énergie et de phase au sens des paramètres S d’un circuit équivalent multi pôles. Une distribution en courant non désirée en phase et en amplitude vient s’ajouter à ces contraintes [LEE 96].
Les méthodes analytiques exploitent le principe de réaction [BAL 82] car elles permettent d’estimer les impédances mutuelles à partir du principe de réciprocité. Nous cherchons à définir les distributions approchées du courant sur les antennes afin d’en contrôler le couplage.
Cohabitation entre antennes
Introduction aux antennes
Une antenne en fonctionnement réalise la fonction de transmission ou de réception. Souvent, elle est soumise à son environnement. Cet environnement électromagnétique complexe englobe d’autres antennes montées sur une même paroi dans le cas des frégates [PAR 02], ou bien sur un même pylône de retransmission [NIC 07].
Les causes principales du développement des sites de radiodiffusion et radio-télécommunication sont liées d’une part à la croissance spectaculaire des applications radioélectriques fixes et mobiles, d’autre part à la tendance à la numérisation des données [AFF 07]. La densification de nouvelles sources radioélectriques liée à l’explosion de la téléphonie (GSM 850 – 900, DCS1800, PCS, UMTS), engendre des perturbations électromagnétiques potentielles [AZOU 09], et souligne l’importance de miniaturiser ces éléments actifs encombrants.
Les éléments aériens créent un rayonnement électromagnétique qui va se répercuter par la création de densités de courant ou de charge à proximité d’un autre transducteur dans les zones où plusieurs dispositifs rayonnants sont susceptibles de cohabiter. Dans ce cadre, de nouvelles densités de courant et de charge vont modifier les caractéristiques de rayonnement de l’antenne victime. De plus, les effets de couplages peuvent rendre inopérante la fonction de transmission/réception de l’antenne.
Ce couplage joue un rôle majeur dans la conception d’antenne in-situ, les concepteurs doivent donc le prendre en compte dans les cas suivants :
– En compatibilité radioélectrique des systèmes où la vulnérabilité des équipements proches demeure problématique [CAR 02].
– En CEM Radio où les perturbations générées peuvent induire des interférences dans le canal utile de transmission [NIC 04].
– Dans la conception de réseaux d’antennes où, pour éviter l’apparition de lobes de réseau secondaires, les éléments antennaires doivent être proches les uns des autres [BAL 82].
– En téléphonie mobile dans laquelle l’interaction antenne – boîtier résulte aussi d’un problème de couplage [VIL 07], [EDV 01].
Le calcul des caractéristiques de rayonnement et de couplage d’une antenne réelle réclame la prise en compte de plusieurs paramètres. Un élément rayonnant, soumis à un couplage au sein d’un milieu constitué de plusieurs sources perturbatrices, est difficilement modélisable et souvent les mécanismes d’interactions électromagnétiques restent très complexes. Pour obtenir une connaissance précise de l’antenne dans son environnement, il faut faire le calcul du couplage entre plusieurs éléments dans une configuration globale.
Nous donnons ici un aperçu des notions de base permettant de définir les critères de compatibilité radioélectrique. Ces grandeurs, très difficilement calculables en dehors de configurations canoniques, sont en principe mesurables.
Méthode conventionnelle de couplage mutuel
Gupta [GUP 08] étudia les effets de couplage mutuel en considérant N antennes comme un réseau de N-accès. Les tensions compensées sont définies en circuit ouvert à partir des tensions mesurées aux bornes d’antenne, en utilisant la mutuelle impédance. L’impédance mutuelle conventionnelle Zk,i se caractérise par un rapport de la tension induite sur l’antenne k en circuit ouvert sur le courant d’excitation sur l’antenne i.
Nous négligeons alors selon cette définition le re-rayonnement de l’antenne k. Vk I1 Z k ,1 I 2 Z k ,2 ….. I k Zk ,k [01]
Méthode d’impédance de réception mutuelle
Lui [Lui 09] a introduit l’impédance mutuelle de réception par rapport à l’impédance mutuelle classique, qui est calculée sur la base d’une hypothèse en circuit ouvert. Il a pris l’hypothèse que le réseau d’antennes est en « mode de transmission ».
La réception d’impédance mutuelle est calculée dans les conditions (1) où les éléments d’antenne sont terminés par une impédance connue, Zl, et (2) les éléments d’antenne sont en mode de réception, en vertu d’une excitation externe.
Considérons un réseau d’antenne composée de N éléments où chaque terminaison est adaptée avec la même impédance Zl.
Quand le réseau d’antenne est excité par une source incidente, la tension au pied d’antenne s’exprime par l’expression suivante : Vk Z k I k U kWk [02]
Où Uk désigne la tension induite sur l’antenne et Wk correspond à la tension provoquée par les effets du couplage entre antennes [LUI 09].
Matrice S
Le coefficient de couplage entre deux éléments rayonnant s’exprime à partir des éléments de la matrice S ou bien de la matrice Z du système mettant en relation les deux antennes. La forme la plus courante du coefficient de couplage entre deux antennes identiques, à une fréquence fixée est donnée dans [KAZ 02] : CdB ( f ) 10 log ( S 21 2 ) [03] 10 1 S11 2
Cette expression est obtenue à partir des paramètres Z ou Y du système des deux antennes. Le facteur du couplage C, est fonction du terme mutuel S2,1, mais aussi du paramètre S1,1, qui représente le niveau d’adaptation de l’antenne.
S1,1 est le coefficient de réflexion de l’antenne. Il doit être le plus faible possible. De même, le Rapport d’Onde Stationnaire (ROS) est égal à (1+S1,1) / (1-S1,1). Il doit être le plus proche de 1. Si l’antenne est adaptée, son impédance tend vers l’impédance caractéristique de référence, le TOS tend vers 0 %, et le ROS tend vers 1. La transmission de puissance est alors optimale. Cette formule n’est valable que si l’antenne de réception est adaptée.
La caractéristique du couplage ne peut donc être considérée comme intrinsèque au couplage entre antennes que lorsque l’antenne d’émission est suffisamment bien adaptée : |S1,1|<<1.
Les coefficients de réflexion S1,1 sont calculés pour les trois configurations suivantes : antennes en contact, antennes espacées de 20 mm et de 100 mm à 500MHz.
Les travaux de M. Godart indiquent non seulement que l’éloignement des antennes améliore fortement le module du S1,1 de chaque aérien composant le réseau, mais aussi plus les antennes sont espacées les unes par rapport aux autres, plus le rayonnement suivant l’axe °=0°est important car le couplage entre antenne diminue [GOD 09].
En somme, l’étude du couplage porte sur le calcul de ces derniers paramètres ou sur le coefficient de couplage. Le calcul d’impédance mutuelle est le terme qui traduit efficacement l’interaction entre antennes.
Solutions d’intégration et de découplage pour antennes associées à des terminaux
Solutions d’intégration
La solution d’intégration est obtenue en réduisant la distance entre l’élément rayonnant et le plan de masse. Plusieurs techniques permettent de réduire les dimensions de l’antenne, bien en dessous de la taille conventionnelle, tout en garantissant des performances antennaires acceptables. Les techniques sont similaires entre l’aspect miniaturisation d’antenne en épaisseur que des solutions d’intégration.
Nous allons illustrer cette approche par l’étude de trois articles.
La réduction de la taille du microstrip (antenne à résonateur microruban) est devenue un enjeu important avec le développement de l’électronique et des télécommunications. L’intégration des systèmes tire parti de ces progressions technologiques.
L’article [RAV 13] met en avant une antenne patch dont l’intégration exploite les propriétés des métamatériaux destinés à constituer le plan de masse.
L’antenne proposée est basée sur un patch microstrip rectangulaire. L’antenne est alimentée par une ligne microstrip sur un substrat dont la constante diélectrique vaut 2,2, la tangente de perte vaut 0,02 et l’épaisseur est de 1,6 mm.
La structure de masse fendue ou plan de masse fendu est obtenue en gravant des modèles périodiques ou non pour constituer le plan de masse.
L’antenne est conçue pour fonctionner à 10 GHz.
La cellule unitaire du résonateur est positionnée sur le plan de masse.
Grâce à l’utilisation des métamatériaux, la taille globale du patch est réduite de moitié suivant la hauteur tout en garantissant un gain antennaire raisonnable.
Intégration d’une antenne générique : l’antenne patch
Les antennes précédentes possèdent une interaction plus ou moins grande avec la structure porteuse. Cependant, les résultats précédents ne sont qu’indicatifs, relatifs à des types particuliers d’antenne associée à une paroi de dimension fixe et définie.
L’avantage de ce type de structure est qu’elle est constituée d’un élément rayonnant simple au-dessus d’un plan de masse dont la dimension doit être ajustée à son bon fonctionnement mais également, dans notre situation, à son intégration à une paroi porteuse.
Cette antenne élémentaire est donc un objet d’étude intéressant pour tenter de cerner les conditions dans lesquelles il est possible de l’associer à une paroi porteuse, elle-même munie d’une peau conductrice d’électricité.
Deux techniques d’intégration peuvent être immédiatement envisagées. La première consiste à insérer le plan de masse de l’antenne au contact de la peau conductrice d’électricité de la paroi composite. Dans cette situation, tout se passe approximativement comme si nous pratiquions une extension du plan de masse de l’antenne. L’étude de cette technique revient en quelque sorte à évaluer la modification du rayonnement de l’antenne en fonction de la taille de son plan de masse. A contrario, nous pouvons envisager d’intégrer l’antenne en surface de la paroi, éventuellement en situation semi-enterrée (dans l’âme de la paroi composite) sans continuité électrique avec la couche conductrice (hormis une liaison équipotentielle basse fréquence).
Par la suite, l’étude d’une antenne patch, accordée sur une fréquence arbitraire (ici 500 MHz) va nous permettre de mettre en évidence l’interaction entre le plan réflecteur de l’antenne et le plan conducteur d’électricité de la paroi composite. Il s’agit en particulier d’évaluer le rôle joué par les dimensions du plan réflecteur, de la paroi composite et par le rapport entre ces deux dimensions.
Dimension minimale du plan de masse d’une antenne patch
Nous avons choisi de concevoir un patch à une fréquence proche de 500 MHz.
Les paramètres de l’antenne planaire sont les suivants :
Fréquence de résonance : 494,94 MHz.
Bande passante : 1 MHz.
Gain : gain de l’ordre de 6 dBi.
Conducteur patch en cuivre t 35m .
Polarisation: rectiligne verticale pure.
Ouverture de rayonnement : (+/-) 84°.
Rayonnement : symétrique.
Type d’antenne : antenne imprimée.
L’alimentation par connecteur : un connecteur
SMA est soudé au plan de masse qui est perforé pour permettre à l’âme centrale d’être reliée au patch en traversant le diélectrique. L’énergie est
fournie par un câble coaxial.
Matériau diélectrique: la couche qui se trouve entre le patch et le plan de masse antenne est un substrat diélectrique en FR4, de permittivité r 4.8 associé à une tangente de perte diélectrique correspondant à 0,017. Il a une épaisseur Hs correspondant à 1,6 mm. Pour un tel substrat, l’énergie électromagnétique réactive reste essentiellement concentrée dans le diélectrique et plus exactement dans la cavité que forme la bande métallique et le plan de masse.
Les paramètres géométriques du patch sont les suivants :
W spécifie la longueur du patch.
L représente la largeur du patch.
La détermination de ces paramètres s’appuie sur la méthodologie proposée par Balanis dans « Antenna theory » qui s’articule en deux étapes :
Calcul de la permittivité effectiveeffective en fonction de W.
Intégration d’une antenne avec plan de masse minimisé
Nous évaluons dans ce qui suit le comportement, en termes de diagramme de rayonnement d’antennes munies de plan réflecteur dont la dimension est inférieure ou supérieure à la dimension minimale déterminée plus haut (kpatch = 2,6). Par ailleurs, ce plan réflecteur est disposé (et centré) à une hauteur de 16 mm (donc à une distance très faible par rapport à la longueur d’onde) au-dessus d’une paroi dont les dimensions sont elles-mêmes variables. Cette valeur de 16 mm est un choix arbitraire et correspond à dix fois l’épaisseur du substrat de l’antenne. L’objectif consiste à analyser l’effet des variations de ces deux dimensions sur les caractéristiques de rayonnement. On définit kstructure comme étant le rapport des dimensions entre la paroi composite (paroi support) et l’élément rayonnant.
Différents résultats sont reportés sur les figures n°20 et n°21. Nous montrons que pour kpatch = 2.6 (plan de référence minimal) et kstructure = 8, il existe un couplage avec la structure qui se traduit par une ondulation du diagramme de rayonnement dans la zone principale de rayonnement de l’antenne patch. Une simulation avec une paroi arrière de dimension infinie met bien en évidence, outre l’absence logique de rayonnement arrière, la disparition des oscillations dans le lobe principal de rayonnement. Nous pouvons donc attribuer ces oscillations aux effets de bords de la paroi qui limitent l’extension des courants induits même si ceux-ci sont résiduels.
Si nous augmentons la dimension du plan réflecteur de l’antenne (kpatch = 4) les oscillations sont toujours perceptibles même si elles sont plus atténuées. Nous remarquons également que le rayonnement arrière (donc à l’arrière de la paroi composite) est également un peu plus faible, ce qui montre que les courants induits sur la paroi sont légèrement moins importants. Par conséquent, et ceci est naturellement fonction des exigences initiales du cahier des charges, l’augmentation des dimensions ne constitue pas la panacée et c’est naturellement encore moins vrai si nous visons un objectif de compacité.
Au contraire, si nous considérons la configuration comportant un plan de masse antenne réduit, kpatch = 1 et kstructure = 8, nous obtenons un couplage significatif entre les deux structures de masse. La situation est en effet très dégradée : le diagramme de rayonnement est vraiment altéré (courbes vertes sur les figures n°20 et n°21).
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Table des matières
1 INTRODUCTION GENERALE
2 INTEGRATION ET DECOUPLAGE D’ANTENNES
2.1 POSITION DU PROBLEME
2.1.1 Intégration
2.1.2 Découplage
2.1.3 Rappel du contexte CEM dans le cadre du projet SAMCOM
2.1.4 Les méthodes d’analyse de couplage
2.1.5 Cohabitation entre antennes
2.2 EXAMEN DE L’ETAT DE L’ART
2.2.1 Solutions d’intégration et de découplage pour antennes associées à des terminaux
2.2.2 Objectifs et contribution de la thèse
2.3 LES REFERENCES DE LA PARTIE 2
3 INTEGRATION D’UNE ANTENNE A UNE PAROI COMPOSITE
3.1 DESCRIPTION DE LA SITUATION DE PRINCIPE
3.2 NECESSITE OU NON D’UNE SOLUTION D’INTEGRATION
3.2.1 Suivant la nature de l’antenne et le mode d’intégration
3.2.2 Solutions d’intégration envisagées
3.3 SOLUTIONS D’INTEGRATIONS
3.3.1 Ferrites. Principe et optimisation
3.3.2 Absorbants. Principe et optimisation
3.3.3 Surfaces artificielles (SHI). Principe et optimisation
3.4 CONCLUSIONS SUR LES SOLUTIONS D’INTEGRATION
3.5 LES REFERENCES DE LA PARTIE 3
4 SOLUTIONS DE DECOUPLAGE
4.1 COUPLAGE ELECTROMAGNETIQUE ENTRE DEUX ANTENNES EN ESPACE LIBRE
4.1.1 Couplage en champ proche réactif
4.1.2 Couplage en champ proche rayonné
4.1.3 Couplage en champ lointain
4.1.4 Prise en compte des désadaptations d’antennes
4.2 COUPLAGE ELECTROMAGNETIQUE ENTRE DEUX ANTENNES ASSOCIEES SUR UNE MEME PAROI
4.2.1 Couplage antenne – antenne
4.2.2 Couplage antenne – paroi
4.2.3 Solutions de découplage envisagées
4.3 APPORT DE LA MISE EN CAVITE
4.3.1 Principe
4.3.2 Illustration pour le cas d’une antenne large bande type Dipôle-Boucle
4.3.3 Présentation des résultats
4.4 ABSORBANTS ELECTROMAGNETIQUES : COMPROMIS PERFORMANCE ENCOMBREMENT
4.4.1 Généralité sur les absorbants
4.4.2 Estimation des paramètres constitutifs d’un milieu absorbant
4.4.3 Interposition d’un absorbant entre deux antennes patch
4.4.4 Encombrement et position de l’absorbant
4.4.5 Découplage entre antennes à une distance de 60.6 cm
4.4.6 Les valeurs de S2,1 pour une distance de 121,2 cm
4.4.7 Schéma de principe pour une distance de 121,2 cm
4.4.8 Les valeurs de S2,1 pour les deux absorbants
4.4.9 Absorbants en présence d’une paroi porteuse
4.5 SURFACES ARTIFICIELLES DE TYPE BIE
4.5.1 Principe
4.5.2 Découplage S2,1
4.5.3 Conclusion
4.6 TIGE CONDUCTRICE UNIQUE OU EN FAIBLE NOMBRE
4.6.1 Principe
4.6.2 Approche théorique de l’effet du découplage apporté par une tige
4.6.3 Le facteur A
4.6.4 Découplage d’antennes Patch au moyen d’une tige verticale
4.6.5 Les valeurs de S2,1
4.6.6 Courants induits sur la tige
4.6.7 Tige métallique verticale en présence d’une paroi
4.6.8 Conclusion sur la tige
4.7 FORET DE TIGES PERIODIQUES (OU MILIEU DILUE EN DESSOUS DE LA RESONANCE PLASMON)
4.7.1 Principe de fonctionnement
4.7.2 Découplage par forêt de tige appliqué à des antennes patchs
4.7.3 Forêt de tiges comme solution large bande
4.7.4 Forêt de tiges appliquée aux antennes discones – validation expérimentale
4.7.5 Investigation sur antennes large bande (100 MHz – 500 MHz) en paroi
4.7.6 Investigation sur antennes large bande (100 MHz – 500 MHz) en paroi avec quatre rangées de deux tiges montées aux extrémités de chaque cavité
4.8 CONCLUSION SUR LES SOLUTIONS DE DECOUPLAGE
4.9 LES REFERENCES DE LA PARTIE 4
5 ANALYSE DU DECOUPLAGE D’ANTENNES LARGE BANDE [VHF – UHF] – APPLICATION A DES ANTENNES DIPOLES-BOUCLES
5.1 CONFIGURATION INITIALE DES ANTENNES
5.2 SOLUTIONS DE TYPE FORET DE TIGES
5.2.1 Forêt de tiges optimisée en bande UHF [ >300 MHz]
5.2.2 Forêt de tiges optimisée en bande VHF [100 MHz – 200 MHz]
5.2.3 Tentative de combinaison des tiges pour obtenir un découplage VHF/UHF
5.2.4 Réduction de la dimension des tiges pour obtenir un découplage VHF
5.3 SOLUTIONS ABSORBANTS EN SURFACE EN COMBINAISON AVEC FORET DE TIGE
5.3.1 Tiges de petite taille dans un bloc diélectrique absorbant
5.3.2 Augmentation de la dimension de l’absorbant suivant l’épaisseur
5.3.3 Absorbant avec propriétés magnétiques
5.3.4 Absorbant à pertes diélectriques avec profil géométrique
5.3.5 Absorbant de type diélectrique à pertes avec profil géométrique – couche d’air de 3 mm
5.3.6 Tiges en contacts et hors contacts
5.4 APPORT D’ABSORBANTS EN PAROI
5.4.1 Absorbant – hauteur de 250 mm
5.4.2 Absorbant – hauteur de 50 mm
5.4.3 Absorbant – hauteur de 50 mm avec propriétés magnétiques
5.4.4 Absorbant – hauteur de 50 mm avec une épaisseur de 400 mm et avec des propriétés magnétiques
5.4.5 Absorbant – hauteur de 50 mm avec une largeur limitée et avec des propriétés magnétiques
5.5 CONCLUSION APPLIQUEE AUX ANTENNES DIPOLES BOUCLES
6 CONCLUSION GENERALE ET PERSPECTIVES
6.1 CONCLUSION GENERALE
6.2 PERSPECTIVES
7 ANNEXES
7.1 ANNEXE 1 : LA FERRITE
7.2 ANNEXE 2 : CMP 727 NMO DE ARA TECHNOLOGIES
7.3 ANNEXE 3 : ANTENNE SPIRALE IBCA 0540-SP DE IMC
7.4 ANNEXE 4 : ABSORBANT C-RAM 30 MT DE CUMING MICROWAVE
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