Principales topologies de filtres planaires passifs

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Accord des éléments passifs

Pour l’ensemble des dispositifs passifs, l’agilité est essentiellement basée soit sur l’association de topologies passives et de réactances variables telles que les diodes varactors, les diodes PIN, les transistors à effet de champ ou les composants réalisés en technologie MEMS RF ; soit sur l’utilisation de matériaux à caractéristiques variables comme les ferrites, les composites ferromagnétiques ou ferroélectriques ou encore les cristaux liquides. Ces techniques permettent par exemple d’accorder la fréquence centrale de composants passifs distribués en modifiant la longueur électrique des éléments résonants.
Outre la fréquence centrale, ces techniques sont utilisées pour reconfigurer la plupart des caractéristiques des fonctions passives, que ce soient les antennes, les filtres ou encore les déphaseurs, les coupleurs ou les réseaux d’adaptation qui n’apparaissent pas sur la figure précédente (cf. Figure I.3) mais qui sont néanmoins très utilisés dans les systèmes d’émission/réception.

Antennes accordables

Comme nous l’avons déjà dit précédemment, l’accord en fréquence centrale d’une antenne est aujourd’hui très utilisé dans les systèmes multibandes, mais aussi dans des applications militaires comme la surveillance ou la contre-mesure électronique. En effet, ces applications nécessitent la couverture d’une large bande de fréquences mais pas forcément de manière instantanée. Il s’avère alors intéressant d’utiliser des antennes faibles bandes mais accordables sur toute la plage de fréquences utiles [I.4] – [I.6].
La diversité de polarisation d’une antenne est également un atout majeur pour un système d’émission/réception. Elle permet de réutiliser une même bande de fréquences pour plusieurs transmissions simultanées, augmentant ainsi la capacité d’un canal de transmission. Elle améliore la détection d’un signal transmis en milieu urbain ou indoor malgré les perturbations dues aux trajets et réflexions multiples ou même à l’inclinaison aléatoire de l’antenne. Elle multiplie le nombre de combinaisons possibles pour les systèmes d’identification de données ou de personnes [I.7] – [I.10]. La diversité de polarisation est également utilisée pour différencier l’onde émise et l’onde reçue. A titre d’exemple, le programme de coopération européenne dans le domaine de la recherche scientifique et technique, COST 260 [I.11], a pour objectif la conception d’antennes intelligentes. Dans le cas des applications multimédias en bande Ku, cette antenne pourra commuter d’une polarisation circulaire droite à une polarisation circulaire gauche suivant que l’antenne émet ou reçoit.
Certaines applications nécessitent également la modification de la forme du faisceau (diagramme de rayonnement, angle d’ouverture…). C’est le cas des systèmes d’observation utilisés en astronomie par exemple. Ces systèmes doivent en effet passer d’une vue d’ensemble d’une zone importante (faisceau large) à l’observation d’un point plus précis dans cette zone pour mieux visualiser un détail (faisceau étroit) [I.12], [I.13]. La modification du faisceau est également utilisée dans les radars anticollisions pour automobiles ou encore dans les missiles à tête chercheuse [I.8], [I.14].
Les principales techniques utilisées pour accorder ces différents paramètres sont détaillées au cours d’un état de l’art sur les antennes agiles au début du chapitre V.

Filtres agiles

Les domaines d’applications des filtres accordables en fréquence centrale rejoignent en grande partie ceux des antennes. L’accord en fréquence centrale d’un filtre passe-bande est désormais primordial dans les systèmes multibandes ou multinormes pour réduire à la fois leur prix, leur encombrement et leur consommation en minimisant le nombre d’éléments dans les chaînes d’émission/réception. Il permet également de n’utiliser qu’un seul filtre pour les bandes d’émission et de réception généralement distinctes mais proches l’une de l’autre. Les systèmes radar, civils ou militaires, utilisent aussi très largement les variations en fréquence centrale des filtres pour les opérations de repérage et pour réduire leur vulnérabilité aux signaux brouillés en effectuant des sauts de fréquences [I.15] – [I.20].
Les filtres stop-bandes constituent également un élément important des systèmes de télécommunications. Ils éliminent les signaux indésirables et protégent une chaîne de réception contre un signal de forte puissance qui pourrait la détériorer. L’accord en fréquence centrale de ces filtres stop-bandes va de pair avec celui des filtres passe-bandes [I.21], [I.22]. Certaines structures permettent également la commutation entre une topologie passe-bande et une topologie stop-bande [I.23].
Contrôler la largeur de la bande passante d’un filtre s’avère très intéressant pour des récepteurs supportant des signaux d’informations multiples à une même fréquence. En effet, suivant la nature (la modulation par exemple) du signal, une bande passante plus ou moins large est nécessaire. Elle est alors choisie soit par l’intermédiaire d’une banque de filtres non reconfigurables associée à un circuit de présélection, soit en utilisant un filtre accordable en bande passante [I.24] – [I.27]. Cette dernière méthode présente un intérêt évident en termes de poids, d’encombrement et de coût par rapport à la première.
Un état de l’art des principales topologies de filtres accordables tant en fréquence centrale qu’en bande passante est présenté dans le chapitre II.

Déphaseurs reconfigurables

Les déphaseurs accordables sont essentiels pour les antennes à balayage de phase afin de contrôler la forme de leur faisceau. Ces antennes sont utilisées pour des applications militaires comme les anti-missiles ou commerciales comme les contrôleurs de vol, les radars anti-collisions ou le système GPS (Global Positioning System). Les déphaseurs accordables sont également présents dans les convertisseurs de fréquence, les baluns (BALance/UNbalance) actifs ou les modulateurs de phase [I.4], [I.28] – [I.46].
Ils se répartissent en deux catégories : les déphaseurs à variations continues et les déphaseurs à variations discrètes. Pour les éléments de la première catégorie, diverses topologies ont été développées et sont principalement basées sur le contrôle continu de capacités variables connectées aux voies couplée et directe d’un coupleur [I.28], [I.29] ; sur l’utilisation de filtres passe-tout dont la phase est modifiée grâce à des transistors à effet de champ [I.30] ; ou encore sur le chargement périodique de lignes distribuées par des capacités variables (diodes varactors, MEMS…) (cf. Figure I.4) [I.31] – [I.33]. D’autres topologies basées sur la variation de la phase de filtres passe-bandes en utilisant des dépôts ou des substrat de cristaux liquides, de ferroélectriques ou de ferro-composites ont également été développées récemment [I.34] – [I.38].
Les lignes distribuées, comme celle présentée sur la figure ci-dessus, peuvent également être utilisées comme déphaseurs discrets. Il suffit pour cela de remplacer les capacités à variations continues par des micro-commutateurs. Les plus couramment utilisés sont les micro-commutateurs MEMS [I.4], [I.39] – [I.41]. Ces lignes distribuées et périodiquement chargées constituent en général des déphaseurs accordables 1-bit (seulement deux états possibles). Toutefois, si les MEMS sont activés séparément ou par groupes, le déphaseur peut devenir un système à N-bits, N étant fixé par le nombre de groupes indépendants.
Cependant les déphaseurs accordables N-bits sont plus souvent issus de la mise en réseau de lignes créant chacune un retard différent. Prenons l’exemple d’un déphaseur 3-bits constitué de trois lignes imposant respectivement un retard de 45°, 90° et 180°. En combinant ces différents retards, le déphasage peut être de 0°, 45°, 90°, 135°, 180°, 225°, 270° ou 315°. La sélection des différentes lignes empruntées par le signal se fait à l’aide de diodes PIN [I.42], de transistors à effet de champ [I.43] ou de MEMS à variations discrètes (cf. Figure I.5) [I.4], [I.44] – [I.46].

Autres éléments passifs accordables

Outre ces trois premiers éléments passifs, les circuits d’adaptation d’impédances et les coupleurs peuvent également être rendus accordables.
Les circuits d’adaptation d’impédances sont utilisés pour diminuer le coefficient de réflexion entre les différents étages d’un front-end radio. Ceci permet de transmettre un maximum de puissance d’un étage à l’autre, d’augmenter le rapport signal/bruit d’une chaîne de réception ou encore de réduire les erreurs de phase et d’amplitude dans un réseau de distribution de puissance [I.47]. L’accord en fréquence des différents étages d’un système entraîne la variation de leurs impédances d’entrée et de sortie. Il est donc nécessaire d’accorder également les circuits d’adaptation d’impédance associés. En outre, les circuits d’adaptation d’impédances agiles permettent de reconfigurer la fréquence de travail d’un amplificateur. Ils sont donc essentiels pour des systèmes reconfigurables et faibles coûts comme les réseaux de communications sans fils, les systèmes accordables de positionnement ou de navigation [I.4], [I.17], [I.48] – [I.50].
Les coupleurs directionnels ou hybrides sont utilisés pour la division ou la combinaison de puissance. Cependant, ces composants passifs ont généralement une bande passante très faible. Il est donc nécessaire de les rendre accordables pour les insérer dans les différents systèmes reconfigurables déjà évoqués. Quelques solutions associant des topologies passives de coupleurs directionnels et des capacités variables [I.51] ou des matériaux agiles [I.52], [I.53] ont déjà été proposées.

Accord des éléments actifs

Contrairement aux éléments passifs, la miniaturisation des dispositifs actifs, rendue possible par l’émergence des technologies hybrides et MMIC, permet de multiplier leur nombre dans un système complet sans augmenter l’encombrement global de manière trop préjudiciable. Certains systèmes accordables se contentent donc de reconfigurer les éléments passifs et utilisent des éléments actifs différents d’une chaîne à l’autre [I.54], [I.55]. L’accord des éléments actifs peut cependant s’avérer être un atout majeur dans certains cas.

Agilité en fréquence d’un oscillateur local

Les oscillateurs locaux sont utilisés pour générer des signaux de grande pureté. La fréquence d’oscillation doit donc rester très stable au cours du temps malgré les contraintes extérieures comme par exemple les variations de température. C’est pourquoi le contrôle de cette fréquence fait depuis longtemps l’objet de travaux spécifiques. Le développement des systèmes reconfigurables a ensuite conduit à l’extension des bandes de variations de la fréquence d’oscillation pour atteindre des rapports importants entre leurs fréquences extrêmes (jusqu’à 5) [I.3], [I.56] – [I.63].
Les oscillateurs locaux agiles en fréquence utilisent principalement soit des matériaux agiles de type YIG sur lesquels un champ magnétique est appliqué [I.56], [I.57] ; soit des éléments localisés, sous forme intégrés (MMIC) ou non, commandés en tension [I.58] – [I.63]. Dans ce dernier cas, on parle couramment de VCO (Voltage Control Oscillator). Depuis peu, des VCO réalisés en technologies planaires utilisent également des capacités variables de type MEMS [I.4], [I.64], [I.65].

Amplificateurs accordables

A cette heure, peu de publications sont parues sur l’agilité des amplificateurs. Une tendance se dégage néanmoins en ce qui concerne l’agilité en fréquence. En effet, l’accord en fréquence ne se fait pas en agissant directement sur les caractéristiques de l’amplificateur mais en modifiant les paramètres des réseaux d’adaptation associés [I.66], [I.67].
D’autre part, l’utilisation d’un circuit de contrôle automatique du gain permet de modifier la gain en sortie de l’amplificateur suivant les spécifications du système. Ceci est utilisé pour obtenir un signal de sortie d’amplitude constante malgré les fluctuations du signal d’entrée [I.3], [I.68].

Conclusion

La première partie de ce chapitre nous a permis de mettre en évidence l’intérêt grandissant des systèmes accordables. Nous avons également vu que les différents éléments d’un système d’émission/réception sont bien différents et que leur reconfigurabilité repose sur des procédés eux aussi très différents. Il est donc pour l’instant utopique d’essayer de rendre agile un système complet en utilisant un seul procédé d’accord. L’objectif étant de minimiser le coût, le poids et l’encombrement des front-end radio, les efforts de reconfigurabilité s’attardent essentiellement sur les éléments passifs, les éléments actifs étant miniaturisés plus aisément.
Nous revenons plus largement, respectivement aux chapitres II et V, sur les filtres agiles et les antennes accordables sur lesquels nous nous sommes concentrés dans le cadre de cette thèse.

Les procédés d’accord : des éléments discrets aux nouvelles technologies

Nous avons souvent évoqué dans la partie précédente les technologies utilisées pour réaliser l’accord d’une ou plusieurs caractéristique(s) d’une fonction micro-ondes. Les éléments d’accord sont soit des éléments discrets (diodes PIN ou varactor, transistor à effet de champ…), soit des matériaux agiles (ferrites, ferromagnétiques, ferroélectriques, cristaux liquides…), soit des composants de types MEMS. Nous allons donc maintenant nous étudier ces différents éléments afin de mettre en évidence leurs avantages et leurs inconvénients.

Les éléments discrets

Les principaux éléments discrets utilisés pour l’accord des composants micro-ondes sont les diodes PIN pour les variations discrètes, les diodes varactors pour les variations continues et les transistors à effet de champ (TEC ou FET en terminologie anglo-saxonne pour Field Effect Transistor) qui permettent ces deux types de variations. Ils sont les premiers composants utilisés pour la reconfigurabilité des systèmes et demeurent encore aujourd’hui les plus courants.

Les diodes PIN

Une diode PIN est un composant semi-conducteur généralement composé de trois couches distinctes (cf. Figure I.6) :
Une couche P très dopée ;
Une couche I (intrinsèque) non dopée ;
Une couche N très dopée.
La diode PIN idéale est équivalente à un court-circuit en polarisation directe (diode ON) et à un circuit ouvert en polarisation inverse (diode OFF). Elle adopte donc le comportement d’un interrupteur. En pratique, lorsque la diode est polarisée en directe, elle équivaut à une résistance, Rs (Eq. I.1), fonction de l’épaisseur de la région intrinsèque (W) et du courant de polarisation (Id). En polarisation inverse, elle se comporte comme une capacité, Cp (Eq. I.2), fonction de la surface des jonctions (A) et de W, en parallèle avec une résistance, Rp, qui représente la dissipation de la diode en polarisation inverse. Cette dernière doit être la plus élevée possible, mais elle est affectée par toute résistance série dans les semi-conducteurs et par les contacts de la diode. La Figure I.7 représente les schémas équivalents de la diode dans ces deux cas. Ls est l’inductance due au fil de connexion [I.69], [I.70].

Matériaux à commande magnétique

Les matériaux utilisés sont les ferrites et les composites ferromagnétiques. Généralement, les dispositifs hyperfréquences à ferrites sont dimensionnés pour des fréquences de fonctionnement bien supérieures à la fréquence de fin de pertes magnétiques donnée par l’équation Eq. I.3. En dessous de cette fréquence, de fortes pertes apparaissent dues aux relaxations de parois et à la résonance gyromagnétique des moments magnétiques. fm = γ.4πM S Eq. I.3 où γ est le rapport gyromagnétique et 4πMS est l’aimantation à saturation du matériau magnétique.
De nombreux travaux sont parus sur les dispositifs agiles utilisant des matériaux à commande magnétique [I.37], [I.38], [I.95] – [I.99]. Les bobines de Helmholtz sont le moyen le plus répandu pour aimanter les systèmes car le champ qu’elles produisent est uniforme entre les deux bobines et sur une région située autour de l’axe des bobines.
Cependant, le dispositif de commande est le principal inconvénient des matériaux magnétiques agiles. En effet, les céramiques utilisées présentent une aimantation à saturation peu élevée. Pour obtenir de larges plages de variation des paramètres, de forts champs sont donc nécessaire. L’encombrement spatial des générateurs de champ magnétique est alors très important. Leur miniaturisation est par conséquent particulièrement difficile.

Conclusion

L’utilisation de matériaux agiles à commande électrique ou magnétique est une première alternative intéressante aux éléments discrets pour la réalisation de dispositifs reconfigurables. Toutefois, ces différents matériaux présentent tous des inconvénients majeurs (temps de réponse pour les cristaux liquides, fortes pertes pour les matériaux ferroélectriques…) et, dans le cas d’une utilisation distribuée, l’obtention d’une dynamique élevée nécessite généralement un apport important en tension ou en courant. Leur intégration dans les systèmes de télécommunication et plus particulièrement dans les systèmes embarqués ne sera envisageable qu’en atténuant ces points négatifs.

Les MEMS

Les MEMS pour MicroElectroMechanical Systems, ou Systèmes MicroElectroMécaniques en français, sont des systèmes microscopiques mécaniquement déformables sous l’effet d’une activation électrique. Cependant, le concept MEMS s’est développé et englobe désormais divers types de structures microscopiques incluant des éléments thermiques, magnétiques, fluidiques ou optiques. Les spécialistes européens utilisent d’ailleurs le terme plus général de micro-systèmes. L’acronyme MEMS étant plus parlant et plus facile à retenir, nous admettrons que ces deux termes recouvrent les mêmes domaines d’applications et réunissent des éléments électroniques ou non, permettant l’acquisition et le traitement d’un signal, l’activation et le contrôle d’éléments mobiles [I.100], [I.101].
Le succès des MEMS vient du fait qu’ils n’apportent pas seulement une simple réduction de la taille des dispositifs. Ils permettent également d’améliorer certains dispositifs comme les têtes d’imprimantes à jet d’encre ou de concevoir de nouveaux systèmes comme les dispositifs microfluidiques qui ont permis d’étonnantes améliorations de la vitesse d’analyse en chimie et biochimie.

Un marché en pleine expansion

Les premiers développement de la technologie MEMS remontent à la fin des années 60, début des années 70 pour la conception de capteur de pression ou de température, des accéléromètres et autres appareils de détection. Les premières applications commerciales ont vu le jour au début des années 90 pour des applications automobiles (airbag, climatisation…), informatiques (imprimantes à jet d’encre…) ou encore médicales, aérospatiales ou militaires… Les domaines d’applications des MEMS sont de plus en plus nombreux et les plus significatives sont présentées ci-après (cf. Tableau I.2) [I.4], [I.101].

Table des matières

CHAPITRE I : L’AGILITE DANS LES SYSTEMES DE TELECOMMUNICATIONS10
I.1. Introduction
I.2. Eléments agiles dans une chaîne de transmission
I.2.1. Accord des éléments passifs
I.2.1.1. Antennes accordables
I.2.1.2. Filtres agiles
I.2.1.3. Déphaseurs reconfigurables
I.2.1.4. Autres éléments passifs accordables
I.2.2. Accord des éléments actifs
I.2.2.1. Agilité en fréquence d’un oscillateur local
I.2.2.2. Amplificateurs accordables
I.2.3. Conclusion
I.3. Les procédés d’accord : des éléments discrets aux nouvelles technologies
I.3.1. Les éléments discrets
I.3.1.1. Les diodes PIN
I.3.1.2. Les diodes varactors
I.3.1.3. Les transistors FET
I.3.1.4. Conclusion
I.3.2. Les matériaux agiles
I.3.2.1. Matériaux à commande électrique
I.3.2.1.1. Les cristaux liquides
I.3.2.1.2. Les ferroélectriques
I.3.2.2. Matériaux à commande magnétique
I.3.2.3. Conclusion
I.3.3. Les MEMS
I.3.3.1. Un marché en pleine expansion
I.3.3.2. Qu’est ce qu’un MEMS RF
I.3.3.3. Principe de fonctionnement
I.3.3.4. Procédés de fabrication des MEMS
I.3.3.4.1. Micro-usinage de surface
I.3.3.4.2. Micro-usinage de substrat
I.3.3.4.3. Procédé LIGA
I.3.3.5. Systèmes d’activation
I.3.3.5.1. Activation électrostatique
I.3.3.5.2. Activation thermique
I.3.3.5.3. Activation piézoélectrique
I.3.3.5.4. Activation magnétique
I.3.3.6. Avantages et inconvénients des MEMS RF
I.3.4. Conclusion
I.4. Conclusion
Bibliographie du chapitre I
CHAPITRE II : ETAT DE L’ART DES FILTRES PLANAIRES ACCORDABLES
II.1. Introduction
II.2. Principales topologies de filtres planaires passifs
II.2.1. Filtres à bande large ou moyenne
II.2.2. Filtres à bande étroite
II.2.2.1. Filtres à lignes couplées
II.2.2.1.1. Filtres à lignes couplées quart d’onde
II.2.2.1.2. Filtres comblines
II.2.2.1.3. Filtres interdigités
II.2.2.1.4. Filtres à lignes couplées à accès latéraux directs
II.2.2.2. Filtres DBR
II.3. Filtres planaires accordables en fréquence centrale
II.3.1. Filtres à gap
II.3.2. Filtres à lignes couplées
II.3.3. Filtres à stubs
II.3.4. Résonateurs en anneaux
II.3.5. Lignes chargées
II.3.6. Filtres bibandes
II.3.7. Conclusion
II.4. Filtres planaires accordables en bande passante
II.5. Filtres planaires accordables en fréquence centrale et en bande passante
II.5.1. Filtre à couplages variables
II.5.2. Associations de filtres accordables
II.5.2.1. Association passe-bas/passe-haut
II.5.2.2. Association de deux filtres passe-bandes
II.5.3. Lignes chargées
II.5.4. Filtre intégré sous forme MMIC
II.5.5. Filtre à accord quasi-continu
II.6. Conclusion
Bibliographie du chapitre II
CHAPITRE III : NOUVELLES TOPOLOGIES DE FILTRES PLANAIRES ACCORDABLES A BASE DE MEMS RF
III.1. Introduction
III.2. Filtre interdigité à accord discret en fréquence centrale
III.2.1. Variations en fréquence centrale : principe
III.2.2. Application : utilisation de commutateurs MEMS RF
III.2.2.1. La technologie MEMS RF à l’IRCOM
III.2.2.1.1. MEMS capacitifs
III.2.2.1.2. Micro-commutateurs ohmiques
III.2.2.2. Conception, réalisation et mesure du filtre interdigité accordable
III.2.2.2.1. Conception
III.2.2.2.2. Réalisation et mesures
III.2.2.2.3. Analyse des résultats
III.2.3. Conclusion
III.3. Accord continu, indépendant et simultané en fréquence centrale et en bande passante
III.3.1. Reconfigurabilité d’un résonateur DBR : principe
III.3.1.1. Variations indépendantes des zéros de transmission
III.3.1.2. Contrôle indépendant et simultané de la fréquence centrale et de la bande passante
III.3.2. Synthèse d’un résonateur DBR chargé par des capacités
III.3.2.1. Introduction
III.3.2.2. Synthèse
III.3.2.3. Exemple : DBR chargé d’ordre 3
III.3.2.4. Contrôle des bandes atténuées
III.3.3. Application : filtre d’ordre 2 à accord continu à base de MEMS
III.3.3.1. Conception et simulations
III.3.3.2. Première réalisation : accord en fréquence centrale
III.3.3.3. Seconde réalisation : activation séparée
III.3.4. Conclusion
III.4. Conclusion
Bibliographie du chapitre III
CHAPITRE IV : AMELIORATION DES PERFORMANCES DES FILTRES ACCORDABLES PAR ASSOCIATION DE FONCTIONS SPECIFIQUES
IV.1. Introduction
IV.2. Utilisation de structures passe-bas pour l’amélioration de la dynamique d’un filtre DBR à accord discret
IV.2.1. Filtre DBR à variations discrètes
IV.2.1.1. Principe
IV.2.1.2. Limites de variations
IV.2.2. Présentation de la structure passe-bas
IV.2.3. Amélioration de la dynamique d’un filtre DBR à accord discret
IV.2.4. Réalisation d’un filtre d’ordre 2
IV.2.5. Accord sur trois bandes ou plus
IV.2.6. Conclusion
IV.3. Association d’un filtre DBR et d’un filtre à lignes couplées
IV.3.1. Principe de conception
IV.3.2. Filtre hybride accordable
IV.3.2.1. Principe d’accord
IV.3.2.2. Réalisation de filtres DBR et hybride à connecteurs idéaux
IV.3.2.3. Utilisation de MEMS à contact ohmique comme connecteurs
IV.3.3. Conclusion
IV.4. Conclusion
Bibliographie du chapitre IV
CHAPITRE V : PROPOSITION DE SYSTEMES D’EMISSION/RECEPTION ACCORDABLES
V.1. Introduction
V.2. Etat de l’art des antennes agiles
V.2.1. Antennes agiles en fréquence centrale
V.2.2. Antennes à diversité de polarisation
V.2.3. Reconfigurabilité du diagramme de rayonnement
V.2.4. Conclusion
V.3. Antenne à diversité de polarisation circulaire
V.3.1. Polarisation circulaire d’une antenne
V.3.1.1. Principe
V.3.1.2. Polarisation circulaire sur un réseau de deux antennes fentes
V.3.2. Diversité de polarisation
V.3.2.1. Coupleur hybride 3dB/90°
V.3.2.1.1. Présentation du coupleur
V.3.2.1.2. Sélection de l’entrée par commutateurs MEMS
V.3.2.1.3. La technologie MEMS au LAAS
V.3.2.1.4. Caractéristiques des MEMS réalisés
V.3.2.1.5. Coupleur à déphasage variable : simulations et mesures
V.3.2.2. Association coupleur/antenne
V.3.2.3. Perspectives
V.3.2.3.1. Réalisation du coupleur sur membrane
V.3.2.3.2. Coupleur large bande
V.4. Conclusion
CONCLUSION GENERALE
ANNEXE : DETERMINATION PAR LA MESURE DE LA POLARISATION D’U ANTENNE
Bibliographie de l’annexe

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