Soutenance mémoire
Temps morts et tensions parasites générées
Tous les semi-conducteurs de puissance commandés présentent des retards intrinsèques au blocage. C’est le cas, notamment, pour les composants bipolaires (GTO, I.G.B.T.,…). Ces temps de stockage de charges peuvent prendre des valeurs considérables, jusqu’à 10μs pour un GTO (Thyristor à extinction par la gâchette) par exemple. Ce temps dépend énormément des conditions de charge, de la température et de la commande [Foch 2000]. Ce retard peut provoquer, lorsque les semi-conducteurs sont placés sur un bras d’onduleur, un court-circuit de la charge plus au moins long. Ce court-circuit peut être préjudiciable au bon fonctionnement du convertisseur et du système tout entier, d’où la nécessité de les éviter. Le principe utilisé pour remédier à ce problème est l’introduction dans la commande du convertisseur de temps morts fixes, l’extinction est alors immédiate et l’amorçage est retardé [Yong-Kai 2009]. La Figure I. 8 montre les signaux de commande M.L.I. appliqués à une cellule de commutation pendant une période de découpage (TDéc), illustrant la durée de temps mort (t) introduite pour prévenir les courts-circuits. Le calcul de la durée du temps mort (t) se fait dans les conditions les plus défavorables, augmentant ainsi la fiabilité du convertisseur. Elles sont de l’ordre de 1 à 10µs, variant selon le type des composants semi-conducteurs utilisés, la tension de fonctionnement, l’architecture du convertisseur, les contraintes de l’application….etc [Vasca 2012]. Bien que cette protection soit essentielle pour prévenir les courts-circuits de bras d’onduleur, elle provoque des distorsions des tensions de sortie de l’onduleur [Harakawa 2005]. Dans les applications de traction utilisant une machine électrique, les anomalies dans les tensions appliquées à la machine entraînent des distorsions dans les formes d’ondes des courants de phase affectant ainsi le couple de la machine [Vasca 2012]. En effet, pendant les courtes durées du temps mort des tensions indésirables (parasites) (cf. Figure I. 9- a) sont appliquées au bobinage moteur déformant alors la forme d’onde du courant de phase (cf. Figure I. 9-b) [Yen-Shin 2004][Yong-Kai 2008][Yong-Kai 2009][Yong 2011]. La tension de sortie de la cellule (Vs sur la Figure I. 9-c) et les tensions parasites dépendent du signe du courant traversant la cellule. Suivant l’interrupteur marquant son temps mort, le courant peut mettre en conduction la diode en opposition ou bien passer à travers l’interrupteur complémentaire [Yong 2011]. En outre, la déformation de la forme d’onde des courants n’affecte pas uniquement les performances de la chaîne de conversion mais aussi celles du système contrôle-commande puisque les valeurs des courants mesurés (feedback) sont, dans ce cas, erronées [Kim 2003] [Wang 2011]. Plusieurs travaux existent dans la littérature et qui traitent de l’influence du temps mort et les méthodes de compensation. La majorité des travaux proposent d’agir sur le contrôle de la structure pour éliminer les effets du temps mort [Harakawa 2005] [Dong-Hee 2012] [Yen-Shin 2004] [Yong-Kai 2008] [Urasaki 2007] [Kim 2003] [Yong-Kai 2009] [Yong 2011] [Lihua 2007]. La stratégie consiste à prendre en compte la durée du temps mort dans le calcul des durées de commutations des interrupteurs. Après avoir donné un aperçu des défaillances de la commande et les imperfections associées, intéressons-nous aux défaillances du point de vue physique de l’assemblage d’un module de puissance liées aux contraintes du domaine automobile.
Architecture électronique en ponts en H alimentant une machine à phases séparées
La machine électrique utilisée est une machine dont les phases sont physiquement et électriquement séparées (Figure I. 21). De cette manière, chaque phase est alimentée par un onduleur monophasé en pont en H (composé de deux cellules de commutation). Le nombre de bras mis en jeu est donc doublé par rapport à la topologie classique. De ce fait, cet arrangement permet d’appliquer directement la tension du bus DC sur chacune des phases tout en laissant les courants indépendants [Mecrow 1996]. En fonctionnement normal sans défaut, les trois ponts en H permettent d’appliquer plusieurs tensions d’alimentation (27 tensions réalisables) augmentant ainsi les degrés de liberté au niveau de la commande. La particularité de cette architecture est la possibilité de piloter la machine en mode dégradé sans le moindre ajout de composants semi-conducteur [Abolhassani 2009]. En effet, après l’isolation de défaut (côté convertisseur ou machine), la machine est capable de produire un couple avec seulement deux ponts en H actifs [Szabó 2008] [Baudart 2012] [Welchko 2006]. La reconfiguration de l’asservissement des deux courants restants est nécessaire et identique à celle de l’onduleur classique (cf. § I.4.1) Néanmoins, le nombre d’interrupteurs de puissance requis est plus élevé par rapport à la configuration classique. Cela est contraignant du point de vue économique mais lui procure également des caractéristiques très intéressantes telles que le calibre réduit des composants de puissance et donc un faible coût. L’isolation électrique des phases de la machine constitue en revanche un véritable inconvénient de cette architecture. A la différence de la connexion en étoile, la somme des (trois) courants de phase n’est pas structurellement annulée. En représentant la machine dans le repère de Concordia (cf chapitre 3), on constate une composante homopolaire du courant de la machine : cette composante homopolaire est indésirable car, sans contribuer au couple moyen (machine idéale), elle génère des pertes supplémentaires importantes (pertes Joule et pertes magnétiques) ainsi que des ondulations du couple électromagnétique de la machine. Plusieurs travaux ont été menés pour réduire l’effet de ce courant et pour optimiser les performances de l’architecture. Ces solutions sont basées sur des approches d’optimisation de la commande et/ou de la configuration structurelle du convertisseur. L’optimisation de la commande consiste à exploiter les 27 possibilités d’alimentation du convertisseur pour contrôler les courants sur l’échelle de la période de découpage. Les travaux de [Kestelyn 2003] [Kestelyn 2004] [Martin 2002] [Martin 2003] [Bruyère 2010] [Sandulescu 2011] ont permis d’élaborer plusieurs méthodes de commande pour le contrôle du courant homopolaire. L’approche structurelle consiste à utiliser deux sources d’alimentation d’amplitudes différentes (cf. Figure I. 22). Les six bras du convertisseur sont configurés de façon à former deux onduleurs classiques, chacun alimentant trois bornes des phases de la machine. La tension d’alimentation de la machine est donc obtenue par la superposition des tensions de sortie de chacun des convertisseurs. La composante homopolaire du courant est forcée à zéro lorsque la connexion entre les deux points O et O’ est retirée [Reddy 2011] (cf. Figure I. 22). Dans ce cas chaque onduleur fonctionne avec une alimentation isolée pour délivrer les tensions désirées. Il est également envisageable d’assurer le fonctionnement en mode dégradé lorsqu’un défaut apparaît dans l’un des deux convertisseurs. Il existe plusieurs variantes plus au moins coûteuses et destinées à des applications stationnaires [Tekwani 2007][Liegeois 2010] mais aussi embarquées [Shamsi-Nejad 2010].
Architecture électronique alimentant une machine doubleétoile
Cette structure est constituée d’une machine électrique (synchrone à aimants permanents, selon [Shamsi-Nejad 2008]) possédant deux enroulements en étoile. Chaque étoile est alimentée via un onduleur classique à trois cellules de commutations (Figure I. 23). En fonctionnement normal, les deux onduleurs en parallèle alimentent les enroulements en étoile et la tension maximale imposée à chaque phase est identique à celle imposée à chaque phase d’une machine simple étoile [Vaseghi 2011]. En revanche, le courant de phase est égal à la moitié du courant de phase d’une machine triphasée. En cas de défaut de l’un des convertisseurs, l’étoile correspondante doit être isolée en sectionnant la connexion avec le convertisseur. La machine fonctionne alors avec une seule étoile alimentée [Meibody-Tabar 2005][Scuiller 2010]. Avec une telle configuration de la machine, la continuité de service est assurée lorsque l’un des onduleurs présente un défaut [Shamsi-Nejad 2007]. Les deux architectures présentées, en ponts en H et à machine double-étoile présentent certaines caractéristiques communes :
– les deux structures peuvent assurer un fonctionnement post-défaillance lorsqu’un défaut survient au niveau d’une phase ou d’une étoile. Le couple développé est réduit à 57% de sa valeur en mode normal ;
– le nombre de composants semi-conducteurs mis en jeu est le même, et soumis aux mêmes contraintes en courant et en tension.
Et d’autres distinctes :
– La tension nominale de la machine à phases séparées est double de celle en double-étoile ;
– En fonctionnement normal, la structure en double étoile nécessite quatre boucles de courant (4 capteurs de courant) tandis que celle à phases séparées n’en requiert que trois (un capteur de moins) ;
– En mode dégradé, il est alors nécessaire de modifier l’amplitude des courants dans les phases saines afin de développer le même couple par rapport au fonctionnement normal, contrairement au cas de la MSAP double-étoile où la forme d’ondes du courant reste identique.
Séquence basée sur des vecteurs constitués de tensions monophasées bipolaires
La première méthode (Méthode I) consiste à limiter le nombre de vecteurs à examiner en restreignant volontairement le champ des possibles aux vecteurs-tensions réalisés par des onduleurs monophasés travaillant exclusivement avec des tensions bipolaires (+Vdc et –Vdc). Ce choix arbitraire est a priori séduisant car il conserve les vecteurs de plus grande amplitude, qui sont potentiellement intéressants pour contrôler la MASP jusqu’à des vitesses de rotation élevées. Parmi les huit (08) vecteurs du Tableau III. 4, le choix se porte sur ceux de la famille I car ils ont
le plus grand module,
des composantes homopolaires dont le signe alterne d’un vecteur à l’autre quand on les utilise successivement en tournant autour de l’axe homopolaire.
Pour assurer un suivi de la composante homopolaire du vecteur de référence et autoriser la présence de vecteurs pivots facilitant les changements de secteurs, les deux vecteurs de la famille VI sont ajoutés à la liste des vecteurs à envisager pour construire une séquence M.L.I.. En résumé, cette première méthode se base sur 8 vecteurs. La Figure III. 17-a montre une vue tridimensionnelle des vecteurs sélectionnés par cette méthode. Comme illustré sur la figure, chacun des vecteurs-tensions possède une composante homopolaire non nulle. La projection, sur le plan de Concordia (), des vecteurs sélectionnés forme un hexagone régulier semblable à celui d’une modulation vectorielle classique (Figure III. 17-b). Dans cette méthode, les deux vecteurs V14 et V27 sont utilisés comme vecteurs terminaux. Un exemple de séquence temporelle de la tension appliquée dans le secteur I est illustré par la Figure III. 17-c.
Solutions technologiques pour fonctionner sur deux phases en cas de défaut onduleur
Au cours des dernières années, plusieurs méthodes ont été développées visant à la détection et l’identification des défauts au sein d’une chaîne de traction. C’est en particulier le cas des défauts de fonctionnement liés à une défaillance des composants à semi-conducteurs. Ces défaillances sont les plus fréquentes dans un système électronique de puissance [Louis 2012] [Schwab 2004]. Nous pouvons différentier les techniques visant à anticiper la défaillance. Ces méthodes sont le plus souvent indirectes et seront en général réalisées grâce à la détection, sur une ou plusieurs grandeurs associées au fonctionnement du composant, d’une « signature » caractéristique corrélée à l’apparition d’une dégradation d’un certain type dans le composant à semi-conducteur [Avenas 2012]. Pour des défauts plus francs pouvant conduire à la destruction dans des délais très courts du composant et du packaging, la détection et l’ouverture du ou des composants concernés ou bien encore de la partie de circuit incriminée doivent pouvoir être réalisés à une échelle de temps très inférieure à la période de découpage, les énergies mises en œuvre pouvant très rapidement devenir considérables. Dans le cas d’un court-circuit en sortie de convertisseur la détection et l’ouverture sont réalisés par la commande rapprochée des interrupteurs (drivers). En effet un régime de court circuit générant des courants très supérieurs aux courants nominaux de fonctionnement, provoque la désaturation du transistor traversé par le courant de défaut. Le composant passe alors en mode de fonctionnement linéaire. La montée de tension à ces bornes peut être détectée par des éléments du driver qui peut alors agir en intervenant sur la commande du transistor de manière à commander son blocage. Cette technique n’est évidemment pas applicable en cas de défaillance physique du composant qui perd alors sa capacité de blocage. La seule solution pour confiner le défaut et éviter sa propagation consiste alors à isoler électriquement le composant ou la partie de circuit en défaut à l’aide d’éléments extérieurs aux composants. Classiquement, défaillance d’un ou plusieurs composants à semi-conducteurs peut être réalisée par des fusibles ou des disjoncteurs [Welchko 2004]. Cependant, ces équipements sont indésirables dans les applications embarquées en raison de leur volume conséquent, leurs temps d’ouvertures importants et leurs comportements hasardeux en fonctionnement sain du fait d’un taux de défaillance conséquent [Mavier 2007]. Il a été démontré que ces dispositifs d’isolation de défaut pouvaient être considérablement améliorés en utilisant des structures électroniques de puissance. Parmi ces procédés, nous citons un dispositif destiné essentiellement aux applications critiques telles que l’aéronautique. Ce brevet [Mavier 2005] a été déposé par le laboratoire Laplace de Toulouse en collaboration avec Airbus France. Les auteurs proposent le circuit de la Figure IV. 1 pour isoler un composant en défaut dans un onduleur classique alimentant les enroulements d’un moteur électrique. Chaque bras d’onduleur (Li) est équipé d’une « section d’isolateurs » (Si) contenant
deux transistors,
deux diodes
deux diodes transil pour évacuer l’énergie dissipée lors des extinctions.
La fonction d’isolation assurée par le circuit est réversible. En fonctionnement sain, les deux transistors sont maintenus à l’état passant. Lors de la détection d’un défaut de part et d’autre, le driver ouvre les deux transistors de manière à isoler électriquement la phase concernée. L’inconvénient de cette solution réside dans l’importance des pertes apparaissant à l’ouverture du dispositif de protection. C’est d’ailleurs ce handicap qui a poussé à s’intéresser à d’autres technologies et concepts d’isolation de défaut. En effet, les auteurs d’un brevet allemand [Berberich 2005] proposent une nouvelle solution d’intégration monolithique d’un fusible commandable (active fuse) réalisé par association d’un fusible, d’un thyristor et d’un dispositif de protection [Berberich 2006][Vom Dorp 2008] (cf. Figure IV. 2). Cependant, le principe du fusible commandable a été validé mais dans des applications à faible puissance (courant coupé inférieur à 5A et tension 48V). Néanmoins, désormais (en 2013) un concept similaire d’intégration monolithique est dimensionné et validé pour des puissances plus élevées [Dou 2012]. Ces isolateurs de défaut sont conçus pour isoler une cellule de commutation de manière symétrique. Ce nouveau concept n’utilise pas de composants semi-conducteur pour réaliser la fonction de commande à l’ouverture (cf. Figure IV. 3). Le fusible est réalisé par deux pistes de cuivres, qui fusionnent en cas de présence de court-circuit de bras (Figure IV. 3-a). La fonction de coupure est réalisée simultanément par tronçonnage des deux pistes de cuivre (fusible) suite à l’allumage du matériau énergétique (explosif) intégré en dessous des pistes de cuivre (Figure IV. 3-b). Un signal de commande à l’ouverture est externe permet d’enflammer le matériau explosif. De même dans ce dispositif la fonction d’isolation est irréversible, la connexion entre la source de tension continue E et la charge est donc définitivement interrompue. Cette solution a été validée en moyenne puissance pour une tension continue de 350V et d’un courant de charge de 10A efficace [Dou 2012]. Un exemple d’utilisation de tels dispositifs dans une chaîne de traction est représenté à la Figure IV. 4 [Welchko 2004]. Dans cette structure, les isolateurs sont disposés en série avec chaque interrupteur de l’onduleur. En s’inspirant de cette disposition, nous illustrons l’emplacement possible des fusibles dans une topologie d’onduleur en pont en H. Les avancées technologiques actuelles en matière d’isolation de défauts dans des convertisseurs destinés à des applications embarquées, même si elles ne sont pas encore totalement matures industriellement, permettent d’envisager la possibilité d’utiliser un onduleur de traction en mode de fonctionnement dégradé. Nous avons vu que ceci peut être réalisé en isolant électriquement la phase en défaut du reste de la structure. La question de la reconfiguration électrique de la partie puissance étant résolue reste à voir dans quelle mesure il est possible d’intervenir sur la commande des deux phases saines pour assurer un fonctionnement satisfaisant en mode dégradé de la chaine de traction.
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Table des matières
Introduction générale
Chapitre I. Problématique des défaillances, et tolérance aux défauts d’un ensemble convertisseur machine dédié à une application véhicule électrique
1. Introduction
2. Les contraintes électrothermiques et mécaniques spécifiques à l’environnement VE et leur effet sur le composant
2.1. Cyclage thermique et de puissance
3. Problématique des défaillances des composants et de la commande dans une stratégie de modulation M.L.I
3.1. Défaillance de l’électronique de commande
3.1.1 Les imperfections liées à la commande M.L.I.
3.2. Défaillances de l’assemblage d’un module de puissance
3.2.1 Fissuration et délamination des brasures
3.2.2 La levée et craquelure des fils de bonding
3.2.3 Cassure et dégradation de la puce semi-conductrice
3.3. Défaillances d’une cellule de commutation
3.3.1 Court-circuit type I
3.3.2 Court-circuit type II
4. Architectures convertisseur polyphasées permettant d’assurer un fonctionnement à marche dégradée pour application VE
4.1. Reconfiguration de l’onduleur classique à trois bras
4.1.1 Fonctionnement à deux phases
4.1.2 Fonctionnement à deux phases avec un bras supplémentaire connecté sur le neutre
4.2. Segmentation de puissance
4.2.1 Architecture électronique en ponts en H alimentant une machine à phases séparées
4.2.2 Architecture électronique alimentant une machine double-étoile
4.2.3 Structures multi-phase
5. Architectures de recharge et de mutualisation des fonctions traction et recharge
5.1. Architectures mono machine
5.2. Architectures multi-machine multi-convertisseur
6. Positionnement des travaux de thèse dans le contexte du projet SOFRACI
7. Bilan et conclusion
8. Bibliographie
Chapitre II. Comparaison entre deux solutions d’électronique de puissance préindustrielles destinées aux applications VE
1. Introduction de la problématique abordée
1.1. Problématique de comparaison entre architectures convertisseur-machine
1.2. Cahier de charge et critères de comparaison
2. Etude comparative en mode traction
2.1. Fonctionnement sans défaut
2.1.1 Onduleur triphasé classique à trois bras
2.1.2 Onduleur triphasé à trois pont en H
2.1.3 Synthèse du comparatif en mode traction sans défaut
2.2. Fonctionnement en mode dégradé
2.2.1 Onduleur triphasé classique à trois bras
2.2.2 Onduleur triphasé en pont en H
2.2.3 Synthèse du comparatif en mode traction dégradé
3. Etude comparative en mode recharge
3.1. Convertisseur classique à trois bras
3.2. Convertisseur en pont en H
3.3. Synthèse du mode recharge
4. Architecture en pont en H avec tension de bus asservie
5. Bilan et conclusion
6. Bibliographie
Chapitre III. Analyse et synthèse de la commande rapprochée de l’onduleur sans défaut pilotant la machine en triphasé
1. Introduction de la problématique abordée
1.1. Structure de contrôle en couple de la MSAP
1.1.1 Modèle de la MSAP
1.1.2 Représentation du modèle de la MSAP dans un repère idoine
1.1.3 Structure de l’algorithme de contrôle en couple de la MSAP : autopilotage
1.2. Modulation de largeur d’impulsion
1.2.1 M.L.I. sur système comportant une voie unique – la M.L.I. intersective
1.2.2 M.L.I. sur système comportant trois voies équilibrées avec neutre flottant- la M.L.I. vectorielle
1.3. Point focal du chapitre III et grille de lecture
1.3.1 Point focal du chapitre III
1.3.2 Cahier des charges de la M.L.I. vectorielle associée à l’actionneur de couple
2. Commande rapprochée de l’onduleur en pont en H alimentant une MSAP
2.1. M.L.I. vectorielle de l’onduleur en pont en H alimentant une MSAP
2.2. Détermination des séquences de M.L.I. pertinentes
2.2.1 Séquence basée sur des vecteurs constitués de tensions monophasées bipolaires
2.2.2 Séquence basée sur des vecteurs à composante homopolaire nulle
2.2.3 Séquence cherchant à construire la composante homopolaire avec des vecteurs également utiles pour la machine principale
2.2.4 Séquence cherchant à utiliser des vecteurs de grande amplitude
2.2.5 Séquence cherchant à utiliser des vecteurs de faible amplitude
3. Etude comparative des cinq méthodes de M.L.I.
3.1. Maximisation des performances mécaniques
3.2. Maximisation du rendement
3.2.1 Minimisation des pertes par commutation
3.2.2 Minimisation des pertes supplémentaires
3.3. Mise en œuvre des stratégies M.L.I. dans l’asservissement de couple et ondulation de couple résultante
3.3.1 Ondulation du couple électromagnétique
3.3.2 Ondulation du courant homopolaire
3.3.3 Harmoniques des courants de phases
3.4. Sensibilité des stratégies M.L.I. aux imperfections de la réalisation de la commande
3.4.1 Sensibilité des stratégies vis-à-vis de la quantification de la commande numérique
3.4.2 Sensibilité à la présence des temps morts
3.5. Sensibilité des stratégies M.L.I. aux imperfections de la machine
3.5.1 Distorsion harmonique des f.é.m.
3.5.2 Influence de la distorsion harmonique des f.é.m.s
4. Résilience des méthodes en mode dégradé
4.1. Problématique abordée
4.2. Capacité à maintenir un fonctionnement triphasé
4.2.1 Vecteurs-tensions accessibles après défaillance
4.2.2 Combinaison des vecteurs-tensions accessibles après défaillance
5. Conclusion
6. Bibliographie
Chapitre IV. Analyse et synthèse de la commande de l’onduleur pilotant la machine triphasée en mode déséquilibré
1. Introduction de la problématique abordée
1.1. Solutions technologiques pour fonctionner sur deux phases en cas de défaut onduleur
1.2. Fonctionnement sur deux phases à couple constant
1.3. Les trois points essentiels abordés dans ce chapitre
1.3.1. Découplage de la machine triphasée fonctionnant sur deux phases en vue de l’asservissement de couple
1.3.2. Optimisation de la M.L.I. vectorielle dans ce fonctionnement diphasé
1.3.3. Fragmentation de puissance : fonctionnement en mode déséquilibré
2. Asservissement en couple de la machine triphasée alimentée par deux phases
2.1. Découplage du procédé
2.1.1. Machine équivalente recherchée
2.1.2. Transformation 2 2 assurant la conservation de la puissance
2.1.3. Transformation 2 2 proposée
2.1.4. Equation régissant la machine fictive
2.1.5. Autopilotage optimal des courants fictifs
2.1.6. Amplitude des courants fictifs pour générer un couple donné et plage de réglage possible dans la zone sans défluxage
2.2. Mise en œuvre de l’asservissement de couple
2.2.1. Réglage des correcteurs
2.2.2. Etude de robustesse de la commande proposée
2.2.3. Proposition concurrente par retour d’état et découplage du procédé en boucle fermée
3. Modulation vectorielle dédiée à la machine triphasée alimentée par deux phases
3.1. Des tensions continues aux tensions discrètes : la modulation vectorielle
3.1.1. Problématique abordée
3.1.2. Modulation vectorielle
3.2. Les tensions discrètes réalisables en mode dégradé
3.3. M.L.I. vectorielle des deux onduleurs tolérants aux pannes
3.4. Performance mécanique : vitesse limite
3.4.1. Trajectoire de v
3.4.2. Vitesse limite en mode dégradé
3.5. Validation en simulation de l’ensemble de la structure de contrôle
4. Fragmentation de puissance
4.1. Vers une amélioration du rendement
4.2. Rendement des convertisseurs statiques
4.3. Fonctionnement triphasé par succession de modes monophasés
4.4. Fonctionnement triphasé par succession de modes sur deux phases
4.5. Conclusions et perspectives
5. Conclusion et perspectives
6. Bibliographie
Conclusion générale et perspectives
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