Soutenance mémoire
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Présentation générale des couplages de mode commun
Pour illustrer l’origine des perturbations conduites de mode commun, nous allons à présent recenser les différents couplages de mode commun dans ce système de variation de vitesse. Les couplages sont essentiellement de nature capacitive, ils résultent des dispositifs d’isolement galvanique mis en œuvre tout au long de la chaîne.
Pour illustrer ces considérations de façon chiffrée et montrer la sévérité du problème, nous pouvons rappeler les valeurs issues de la norme EN55011 (classe A) :
• Dans la gamme [150kHz; 500kHz], les perturbations admissibles mesurées au RSIL sont de 79dBµV, soit dans la résistance de mesure de 50Ω, un courant de 178µA (45dBµA).
• Dans la gamme [500kHz; 5MHz], les perturbations admissibles sont de 73dBµV, soit des courants de 89µA dans 50Ω (39dBµA).
Couplage dans le variateur
Le couplage de mode commun au sein du variateur est essentiellement un couplage électrostatique entre le module de puissance et son dissipateur thermique relié à la terre. L’isolant qui est nécessaire entre le module de puissance et son dissipateur thermique ainsi que la proximité des pistes du circuit imprimé avec le châssis du variateur et le dissipateur thermique réalisent en effet des capacités non négligeables [LAVA99]. Le diélectrique utilisé pour isoler le dissipateur du module de puissance a en effet une constante diélectrique relativement élevée (de l’ordre de 6), ce qui conduit à des valeurs de capacités parasites importantes. Une amélioration est possible par l’insertion d’un écran électrostatique enterré dans l’isolant. La figure II.4 donne la valeur des capacités suivant la zone du module considérée.
Couplage dans les câbles d’alimentation
Les câbles d’alimentation sont dans la grande majorité des cas des câbles blindés et ceci afin de limiter le rayonnement produit. Dans le cas de l’utilisation d’un câble blindé, le couplage de mode commun se produit via les capacités entre les conducteurs et le blindage.
Les recommandations sur les connexions du blindage sont représentées sur la figure II.5. Le blindage du câble est relié à ses deux extrémités aux châssis métallique des équipements. Il en est de même pour le quatrième fil du câble s’il est disponible. Ce quatrième fil sert à assurer la protection différentielle à 50Hz en cas de mauvaise mise à la terre du moteur.
Les longueurs de câbles industriels sont dans une fourchette allant de 1 à 200m, la capacité de mode commun peut de fait devenir importante : 200x200x3=120nF. Une telle valeur de capacité induit des courants de mode commun importants [FEUE99] [JOUA96] [JOUA97]. Ils constituent une surcharge en courant importante sur les semi-conducteurs de l’onduleur. Ce problème est particulièrement critique pour les variateurs de faible puissance dont les tolérances en courant des composants de commutation sont réduites.
Couplages dans le moteur
L’impédance de mode commun du moteur est liée à la proximité du bobinage avec le circuit magnétique, lui même connecté à la terre via la carcasse statorique (figure II.6).
A titre d’illustration, la figure II.7 présente une mesure de l’impédance Zt entre une phase et la carcasse d’un moteur THRIGE-ENCO 220/400V, 1500trs/mn, 3kW. On constate la complexité de l’évolution de cette impédance où prédomine un effet capacitif sur toute la plage de mesure (10kHz, 10MHz). On peut estimer alors la valeur de cette capacité à 2nF pour une phase, soit 6nF pour tout le moteur.
Les couplages de mode commun peuvent intervenir dans les différentes parties du système, notamment dans les capteurs de courant et le transformateur d’alimentation, la figure II.8 illustre ces couplages capacitifs. Dans le cas du transformateur, il existe un effet électrostatique réparti entre l’ensemble des bobinages et le circuit magnétique qui est relié à la référence de terre. Ces capacités constituent –avec une importance qui est fonction du régime de connexion à la terre- un couplage capacitif de mode commun.
Les voies de couplages des perturbations dans le système sont nombreuses. L’étude spécifique de modélisation du moteur en vue de la simulation CEM est nécessaire comme nous le verrons dans le chapitre III. L’effet capacitif de mode différentiel ou de mode commun généré par les câbles, surtout s’ils sont longs, doit faire l’objet d’une modélisation spécifique. Il en est de même pour la loi de commande de l’onduleur qui détermine le contenu spectral de la tension de mode commun. Les courants de mode commun se propagent dans les câbles d’alimentation et dans le moteur. Ils peuvent, suivant la configuration, se propager via les accouplements mécaniques dans la charge entraînée et les codeurs de tout type. Ces courants peuvent perturber l’information qu’ils délivrent. Ils peuvent également perturber une mesure en circulant dans un capteur de courant. Ces courants se referment via des chemins souvent mal identifiés. Le circuit de fermeture peut être la carcasse métallique du transformateur ou les différentes lignes d’alimentation du réseau.
Dans la partie suivante nous allons établir un bilan expérimental des courants de fuites, et étudier les facteurs de sensibilité de ces perturbations, tels que la longueur des câbles, ou l’isolation par rapport à la terre.
Etude des perturbations sur le banc de mesure
Cette partie a pour objectif de quantifier les différentes perturbations dans le système ainsi que leur dépendance à certains paramètres.
Evaluation des courants de mode commun dans le système
Nous avons relevé les valeurs crête du courant de mode commun dans le câble blindé, le moteur et l’onduleur pour deux longueurs de câbles. Les figures II.9 et II.10 indiquent les proportions que représentent ces valeurs par rapport à leur somme. Elles illustrent bien l’influence du câble blindé dans la répartition des courants de mode commun. Si cette représentation ne traduit pas le caractère complet de ces courants de fuites, elle donne néanmoins la tendance de l’importance des différents courants de mode commun dans le système.
Ces mesures permettent de mettre en évidence quantitativement les comportements de mode commun du système. Dans le cas de l’utilisation d’un câble blindé, on constate que le courant de mode commun dans le câble augmente avec la longueur. Ceci confirme ce qui a été exposé précédemment. En effet l’augmentation de la longueur du câble accroît la capacité globale de mode commun qui devient prédominante. De plus, cette capacité filtre la tension de mode commun appliquée au moteur. Il résulte donc une réduction de la proportion des courants de fuite dans le moteur.
Conditions des mesures et de fonctionnement :
• Tension nominale : 380V
• Fréquence de découpage : 16kHz
• Fréquence de référence moteur : 50Hz
Le banc de mesure est conçu pour permettre de coupler ou non électriquement le moteur au codeur et/ou à la charge entraînée. Instrumenté, il permet de mesurer courants et tensions dans les différentes parties du système, comme représenté à la figure II.11.
Cas du câble non-blindé
Dans le cas d’un câble d’alimentation non-blindé de 1m, nous avons mesuré les différents courants de mode commun qui parcourent le système. Les mesures sont prélevées aux différents points précisés sur la figure II.11. Toutes les voies de couplages de mode commun sont déconnectées mis à part l’endroit où est faite la mesure. Les mesures de courants sont réalisées avec une sonde de courant développée au laboratoire, sa bande passante est de 100MHz et délivre 10mV/A. Les conditions de mesure sont celles du paragraphe précédent, ainsi que les conditions de fonctionnement du variateur.
¾ Mesure du courant de mode commun dans la carcasse du moteur : IMC stator 10 Courant (A) On voit nettement sur la figure II.12 la superposition de deux modes oscillatoires, un premier à la fréquence de découpage de la MLI, et un autre beaucoup plus rapide qui intervient pendant les commutations et dont la valeur crête est la plus importante : 6A. Les observations nous permettent de conclure que la valeur crête est liée au dV/dt lors de la commutation.
¾ Mesure du courant de mode commun dans le codeur: IMC codeur Courant (A)
Sur la figure II.13 on observe quasiment les mêmes formes d’onde pour le courant dans le codeur de vitesse que dans le moteur : oscillation dont les constantes de temps sont de l’ordre de la fréquence de découpage et des oscillations haute-fréquence pendant les phases de commutation de l’onduleur. Par contre, dans le cas du codeur l’amplitude des courants de mode commun est plus faible que dans le moteur : 100 mAcrête. Les couplages capacitifs sont nettement plus faibles que dans le cas de la carcasse du moteur, mais ces niveaux de courant sont largement suffisants pour perturber une électronique bas niveau –entre autre celle du capteur-.
¾ Mesure du courant de mode commun dans la carcasse de la charge entraînée : IMC charge Nous avons également mesuré les courants de mode commun qui circulent dans la charge entraînée. On observe (figure II.14) les mêmes phénomènes oscillatoires, mais on peut voir que ces phénomènes à la fréquence de découpage sont cette fois très nettement inférieurs en amplitude aux oscillations durant les phases de commutation. Cela est probablement dû à la capacité stator/rotor qui atténue les composantes à la fréquence de découpage.
Modélisation de la machine asynchrone à cage
Introduction
La machine asynchrone est un élément prépondérant dans la naissance des perturbations électromagnétiques dans un système de variation de vitesse. Depuis l’apparition des convertisseurs à découpage, les machines sont sollicitées dans une grande gamme de fréquences. Dans le but de développer des modèles simples, nous avons limité notre étude à la dizaine de mégahertz. De plus, l’expérience montre que les perturbations de mode commun, qui sont dominantes dans ce type d’application, décroissent rapidement au delà de 10MHz. En outre, le modèle que nous allons développer doit être valable dans toute cette plage de fréquences ainsi qu’à basses fréquences [50Hz, 10kHz]. La modélisation de la machine doit donc rendre compte de son fonctionnement sur toute cette plage de fréquences [GRAN97].
Pour des raisons de simplicité et afin d’obtenir le courant à basse fréquence selon le glissement, nous baserons notre modélisation basse fréquence sur le classique modèle monophasé 50Hz, outil largement connu et pour lequel les industriels fabricants des machines asynchrones développent des modèles. Le modèle sera ensuite progressivement compliqué pour rendre compte du fonctionnement hautes fréquences. L’identification des paramètres du modèle hautes fréquences est basée sur des mesures réalisées à l’analyseur d’impédance sur la machine à l’arrêt. Il faut donc pouvoir identifier les paramètres du modèle d’après ces mesures et tenir compte des imprécisions de l’appareil de mesure, en particulier sur des mesures de faible impédance. Ces différents points seront évoqués dans la suite.
Il est difficile de modéliser la machine asynchrone. En effet les différents couplages à l’intérieur de la machine asynchrone sont nombreux et de nature variée :
• Couplages capacitifs ou électrostatiques :
– Entre les enroulements : il y a un effet capacitif réparti sur l’ensemble du bobinage d’une phase statorique.
– Entre les enroulements et la carcasse métallique : de même il y un effet capacitif réparti entre le bobinage statorique d’une phase et la carcasse du moteur, cet effet reparti est localisé au niveau des encoches qui accueillent les conducteurs.
– Entre le rotor et le stator : le rotor d’une machine asynchrone à cage est lisse et forme donc une capacité avec le stator de la machine.
• Couplages en tête de bobine:
– Les têtes de bobine constituent un endroit privilégié pour les couplages capacitifs inter-phases. Elles permettent également l’établissement des fuites magnétiques des phases du stator.
La complexité est d’autant plus grande sur les machines de faible puissance (P<100kW) que le bobinage est réparti aléatoirement dans les encoches [SURE99]. La géométrie des enroulements est donc inconnue et la prédiction des couplages électrostatiques très difficile. Ajoutons que ces effets sont fortement non linéaires (effets magnétiques) et dus à la non-linéarité des matériaux magnétiques utilisés usuellement.
Conditions de mesure
Les mesures d’impédance qui sont présentées ici, ont été réalisées à l’aide d’un analyseur d’impédance qui génère par nature de faibles signaux. Le comportement magnétique de la machine est différent à faibles et forts signaux : il y a un phénomène de saturation du circuit magnétique. Ces mesures nous donnent une idée des couplages magnétiques mais il faudra les compléter par une autre étude au fonctionnement nominal de la machine.
Il a par exemple été envisagé de mesurer courants et tensions sur la machine et d’en déduire (à l’aide d’outils mathématiques tels que la FFT) les différentes impédances du moteur, et enfin de les comparer aux impédances mesurées à faible signaux. Mais cette étude n’a pas encore été réalisée.
HP4194A.
Etude des différents domaines fréquentiels
Avant d’aborder l’identification de la machine asynchrone il est intéressant d’étudier l’évolution de l’impédance d’une phase en fonction de la fréquence. La figure III.4 nous permet d’observer l’évolution de l’impédance de mode différentiel (à gauche) et de mode commun (à droite) des phases de moteur de puissances différentes.
L’impédance de mode différentiel qui traduit l’impédance d’une phase statorique est globalement inductive de la fréquence d’utilisation de la machine (50Hz) jusqu’à la dizaine de kilohertz. Il apparaît autour de la centaine de kilohertz une résonance au-delà de laquelle le comportement de l’impédance devient capacitif, les capacités réparties dans la phase statorique deviennent prépondérantes sur l’effet magnétique.
Noter également que l’évolution globale de l’impédance est homogène quelle que soit la puissance du moteur considéré, et que la limite fréquentielle entre le comportement inductif et capacitif d’une phase se situe toujours autour de la centaine de kilohertz. Au-delà de cette résonance, il apparaît des variations brutales de l’impédance (notamment de la phase) qui s’expliquent par des effets propagatifs dans les conducteurs.
On peut remarquer que si à 100Hz l’impédance de mode commun est rigoureusement une capacité – car la phase est égale à -90° -, l’impédance de mode différentiel n’est pas purement inductive et que la part relative de résistance et d’inductance fluctue avec la fréquence –ce phénomène se traduit par une variation de la phase de l’impédance de 100 Hz à la fréquence de résonance. Cette constatation s’explique par l’effet de peau dans les conducteurs statoriques et dans les barres du rotor comme nous le verrons dans le paragraphe suivant.
On peut alors dégager trois principaux domaines de fréquence:
¾ Fréquence d’utilisation de la machine : 0 – 50Hz.
¾ Un domaine de fréquence où les effets inductifs sont encore dominants dans l’impédance de mode commun, jusqu’à la centaine de kilohertz.
¾ Au-delà de cette fréquence un domaine où les effets capacitifs répartis sont dominants, et interagissent avec les éléments inductifs répartis de la phase.
Ces trois domaines de fréquence vont nous servir de base pour établir le modèle de la machine. L’idée est de partir du modèle monophasé à 50Hz connu de la machine et d’y ajouter des éléments nous permettant de tenir compte de l’effet de peau. Ensuite nous établirons un modèle localisé des effets capacitifs, nous ne tiendrons pas compte de l’effet réparti afin de ne pas trop complexifier le modèle.
Identification des paramètres basse fréquences du moteur asynchrone
Le moteur étudié est une machine asynchrone triphasée LEROY SOMER (380Veff, PN=3kW, IN=7,1A, gN=0,057, NN=1415tr/min, cosφ=0,83). Comme nous l’avons dit plus haut, nous proposons de modéliser la machine asynchrone en partant du modèle classique basse fréquence monophasé. Nous le développerons en tenant compte des phénomènes énoncés ci-dessus, pour aboutir à un modèle comportemental cohérent sur la plage de fréquence représentative des perturbations CEM conduites. La figure III.5 représente le schéma équivalent d’une machine asynchrone triphasée ramené au modèle équivalent monophasé.
¾ Rp et Lp représentent la résistance et l’inductance cyclique statorique de la machine.
¾ Rfer et Lµ représentent les pertes fer et l’inductance de magnétisation.
¾ Rs et Ls représentent la résistance et l’inductance cyclique de la machine ramenées au stator.
¾ Rs(1-g)/g représente la résistance équivalente à la puissance mécanique fournie par le moteur à sa charge mécanique.
Afin de procéder dans un premier temps à l’identification des paramètres basses fréquences du moteur nous avons réalisé des essais en continu et à 50 Hz.
La résistance d’un enroulement a été mesurée en continu avec une alimentation stabilisée de puissance.
Nous obtenons par une série de mesures en continu une résistance moyenne RP=2,73 Ω.
Pour identifier les paramètres magnétiques de la machine Rfer et Lµ, il est nécessaire de réaliser un essai à glissement nul. En effet si g= 0, la branche correspondant au rotor ramenée au stator présente une impédance infinie. Pour cela les pertes mécaniques ont été compensées en entraînant le moteur par une machine à courant continu.
Pour rendre compte de l’évolution des paramètres en fonction du niveau de tension appliqué au stator de la machine asynchrone, l’essai a été réalisé sous deux tensions :
¾ Tension nominale : 220V
¾ Tension réduite : 50V
Deux essais à glissement nul nous permettent de déduire Lµ et Rfer.
Sous tension nominale:
U’2 Rfer = = 846Ω P−R I2 U ‘2 S
Lµ = = 170mH Qω
Sous tension réduite:
U’2 Rfer = = 637Ω P−R I2 U ‘2 S
Lµ = = 219mH Qω
Remarques:
• Les deux essais précédents montrent que les mesures effectuées à différents niveaux d’induction donnent des résultats différents et attestent que le matériau est non-linéaire.
• Il faut bien aussi prendre en compte la difficulté liée à cette mesure. La précision sur la mesure de la vitesse, ainsi que sur la mesure de la puissance absorbée par la machine sont fondamentales. Lorsque le glissement est proche de zéro, le courant et la tension sont presque en quadrature. Une erreur minime sur le déphasage entre le courant et la tension induit une erreur non négligeable sur la puissance calculée. De même, une petite variation de la vitesse produit une variation notable de la puissance absorbée par la machine (–4W pour 1502 tr.min-1, et 108W pour 1500 tr.min-1).
Pour nous affranchir de ces problèmes nous avons utilisé une mesure stroboscopique de la vitesse et un analyseur de puissance large bande LEM D6100 dont la précision est de ±4.64% de la valeur lue lorsque cosφ=0.001 (soit φ=89.94°). Précision qui est très acceptable à la vue des erreurs faites lors de la mesure de la vitesse.
Des essais à différents glissements et sous tension nominale nous permettent d’accéder aux deux paramètres manquants:
RS = 1,44Ω
LS = 17,2mH
Etude fine des couplages capacitifs dans la machine
Pour rendre compte du comportement électromagnétique complet du moteur, il est nécessaire de considérer les phénomènes électrostatiques qui apparaissent à haute fréquence. Les capacités que nous allons considérer à présent sont essentielles pour rendre compte du comportement CEM du moteur asynchrone (même moteur qu’au paragraphe précédent). Ce sont ces capacités qui déterminent les résonances et les couplages de mode commun.
Ces éléments capacitifs sont des éléments répartis sur les spires du bobinage statorique et il est trop complexe de les caractériser par des éléments linéiques. Nous allons donc définir des capacités localisées, dont le nombre dépend du nombre de potentiels indépendants. Nous nous limitons aux seuls potentiels accessibles de la machine. Dans le cas de la machine asynchrone à cage huit potentiels externes indépendants existent : φ 1, φ1’ φ2, φ2’ φ3, φ3’, R, et S. Il faut donc sept tensions indépendantes pour décrire le système.
Soit NC = n(n + 1) = 7 *8 = 28 capacités, comme représenté à la figure III.18.
A priori ces 28 capacités sont toutes indépendantes mais il est possible de les regrouper en cinq catégories, ainsi qu’il apparaît à la figure III.19 :
– Capacités entre la carcasse statorique et les phases C1 (6)
– Capacités aux bornes des phases C2 (3)
– Capacités entre les différentes phases C3 (12)
– Capacités entre les phases et le rotor C4 (6)
– Capacités entre la carcasse statorique et le rotor C5 (1)
Modélisation du transformateur d’alimentation
Introduction
Nous avons choisi de nous situer dans un cadre industriel et donc de prendre un transformateur d’alimentation de forte puissance : Dyn11 400V / 400V de 45kVA. Il est directement connecté au réseau d’entrée de l’établissement.
Le deuxième élément de notre système à prendre en compte est le transformateur triphasé de puissance qui alimente l’onduleur de tension. C’est un élément important qui rentre notamment en compte dans la circulation des courants de mode commun en l’absence du RSIL. Il a une impédance relativement forte devant celle du réseau – sa puissance de court-circuit est plus faible que celle du réseau d’alimentation – il est utile de rendre compte de cette impédance. Il est également souhaitable de simuler l’influence des différents régimes de neutre sur le circuit de fermeture des perturbations dans le système et d’évaluer les courants de mode commun vis-à-vis des protections différentielles. Il est possible d’illustrer ce propos avec des données issus de mesures [SCHN00]:
Valeur efficace du courant de fuite suivant le système de liaison à la terre:
Régime TN : If=80 mAeff
Régime TT : If =60 mAeff
Régime IT : If =15 mAeff
Mesures d’impédances
Dans une première étape, nous avons mesuré les différentes impédances du transformateur pour étudier, comme dans le cas du moteur, les éléments à prendre en compte dans la modélisation : effet de peau dans les conducteurs, couplages capacitifs, couplages magnétiques.
Protocole de mesures :
Pour l’étude qui nous intéresse, il faut prendre en compte le transformateur « vu de l’onduleur », donc seul le secondaire du transformateur sera modélisé. Nous avons effectué quatre types de mesures, trois pour pouvoir extraire le modèle (mesures 1, 2, et 3), et une pour la validation (mesure 4). Le primaire du transformateur a été court-circuité pour rendre compte des conditions réelles d’utilisation du transformateur. Sur un réseau de puissance de court-circuit très supérieur à sa propre puissance de court-circuit quand le transformateur est sous tension, on peut représenter le transformateur par le schéma donné à la figure III.26 :
Les règles générales de l’électrocinétique nous invitent à remplacer dans un schéma équivalent les sources de tension par des courts-circuits, ce qui nous donne le schéma de la figure III.27 et justifie le protocole de mesure retenu. L’hypothèse faite pour obtenir ce schéma consiste à négliger l’impédance du réseau devant celle du transformateur.
Etude des variations des dV/dt en sortie de l’onduleur
Comme nous l’avons évoqué plus haut, les variations de potentiel du point milieu des cellules de commutation sont les sources principales des perturbations. En effet, les couplages de mode commun sont essentiellement capacitifs, et ces rapides variations de tension créent des courants qui se propagent dans ces capacités. L’enveloppe HF du spectre des tensions en sortie de l’onduleur (et donc des courants) va être directement liée à la dérivée de ces tensions lors de la commutation. Cette enveloppe est donc fonction de la fréquence de découpage, des différents dV/dt et éventuellement des variations de dérivées de ces tensions. Or le dV/dt des tensions de sortie dépend du courant de ligne commuté dans les transistors de puissance. Une première proposition pour la modélisation de ce phénomène est de mesurer le courant de ligne en sortie de l’onduleur et de s’en servir pour déterminer le dV/dt. Mais ce n’est pas le seul paramètre qui influe sur la valeur du dV/dt. En effet, les dV/dt sont fonction de plusieurs paramètres (courant de charge, capacités de l’IGBT, résistance de grille, tension d’alimentation). Le but de cette étude est de décrire les lois reliant ces paramètres aux dV/dt, et d’en extraire un modèle de type circuit [JEAN01] [LABO95].
Influence du courant sur les transitoires de tension
L’objectif étant d’étudier l’influence de l’amplitude du courant basses fréquences sur les transitoires de tension, nous avons réalisé une maquette dont le schéma de principe est représenté sur la figure III.45. Il consiste à imposer dans un bras commutant à rapport cyclique fixé un courant basses fréquences dont on peut faire varier l’amplitude. L’objectif est d’observer l’évolution du spectre de la tension au point milieu des cellules de commutation sans modulation du rapport cyclique mais à courant de sortie variant sinusoïdalement. Pour imposer ce fonctionnement nous utilisons un bras de pont supplémentaire uniquement dédié au contrôle du courant I0 (figure III.46).
La maquette a été réalisée avec un bras de pont du laboratoire alimentés sous 300V. Le bras de pont testé a été mis en œuvre avec des transistors IGBT IXSH25N100.
La manipulation consiste en un bras de pont commandé à la fréquence de 20kHz et rapport cyclique fixe α=0,5. Notons ici que la commande des transistors du bras sous test intègre un temps mort de 800ns.
Un deuxième bras est placé en regard du premier et impose, grâce à un asservissement, le courant absorbé par le bras 1 (à droite sur la figure III.46). Cette maquette permet de régler le courant absorbé de façon précise et ainsi de pouvoir caractériser les variations des dV/dt des composants de ce bras en fonction du courant I0 et réaliser des mesures des spectres lorsque I0 varie sinusoïdalement. L’asservissement choisi est de type fourchette de courant pour sa relative simplicité de mise en œuvre et sa bonne stabilité. On peut voir sur la figure III.45 (à droite) l’allure de la consigne en courant et le courant absorbé par le bras 1, attestant le bon fonctionnement de cet asservissement.
Etude de Rg et C0
Cette maquette nous permet d’étudier l’importance de deux paramètres influents sur les dV/dt: la résistance de grille (Rg) des transistors de puissance et l’effet d’une éventuelle capacité de contre-réaction (C0) (figure III.47), et le temps mort. Cette capacité de contre-réaction est la capacité intrinsèque de l’IGBT ou une capacité physique qui peut être ajoutée au dispositif entre le collecteur et la grille de l’IGBT en vue de ralentir les dV/dt.
Analyse des observations : dV/dt en fonction de I0
En mesurant la tension VCE1 du transistor inférieur du bras étudié lors des commutations (au blocage et à l’amorçage) on observe une variation des fronts de tension au blocage en fonction du courant I0 (figure III.48).
Les valeurs de consigne sont : I0= {‘0,1’ ‘0,2’ ‘0,3’ ‘0,4’ ‘0,5’ ‘1’ ‘2’ ‘3’ ‘4’ ‘5’} (A)
Pour ces mesures on conserve la même résistance de grille : Rg=39Ω.
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Table des matières
Chapitre I Introduction générale
I.1/ Généralités
I.2/ Présentation de l’étude
Chapitre II Présentation du banc expérimental
II.1/ Introduction
II.2/ Présentation générale des couplages de mode commun
2.2.1 Couplage dans le variateur
2.2.2 Couplage dans les câbles d’alimentation
2.2.3 Couplages dans le moteur
II.3 / Etude des perturbations sur le banc de mesure
2.3.1 Evaluation des courants de mode commun dans le système
2.3.2 Cas du câble non-blindé
2.3.3 Cas du câble blindé
II.4 / Conclusions
Chapitre III Modélisation de la chaîne complète de variation de vitesse
III.1/ Introduction
III.2 / Modélisation de la machine asynchrone à cage
3.2.1 Introduction
3.2.2 Conditions de mesure
3.2.3 Etude des différents domaines fréquentiels
3.2.3 Identification des paramètres basse fréquences du moteur asynchrone
3.2.4 Estimation des couplages capacitifs dans une MAS à cage
3.2.5 Etude fine des couplages capacitifs dans la machine
3.2.6 Conclusions et améliorations possibles du modèle
III.3 / Modélisation du transformateur d’alimentation
3.3.1 Introduction
3.3.2 Mesures d’impédancesiii
3.3.3 Modèle équivalent
3.3.4 Identification des paramètres
3.3.5 Validation du modèle
III.4 / Modèle du codeur
III.5 / Modèle de l’onduleur
3.5.1 Introduction
3.5.2 Etude des variations des dV/dt en sortie de l’onduleur
3.5.3 Modélisation de la variation de dV/dt en fonction du courant commuté
3.5.4 Conclusions
III.6 / Modèle du câble d’alimentation
3.6.1 Introduction
3.6.2 Modèle simple d’un câble blindé
3.6.3 Câble monophasé blindé
3.6.4 Câble blindé polyphasé, identification
3.6.4 Conclusion
III.7 / Conclusion du chapitre
Chapitre IV Exploitation du modèle
IV.1 / Introduction
IV.2 / Validation du modèle, comparaison à la mesure
4.2.1 Introduction
4.2.2 Réflexion sur les résultats fréquentiels obtenus par simulation
4.2.3 Evaluation des perturbations mesurées au RSIL
4.2.4 Comparaison sur différents points du système
4.2.5 Comparaison des du courant de mode commun dans le transformateur
IV.3 / Utilisation du modèle
4.3.1 Etudes paramétriques
4.3.2 Simulation du courant dans le codeur
IV.4 / Conclusion
Chapitre V Réduction des perturbations
V.1 / Introduction
V.2 / Dispositifs passifs
5.2.1 Compensation en courant
5.2.2 Inductance couplée de mode commun
V.3 / Dispositifs actifs
5.3.1 Compensation par quatrième bras d’onduleur
5.3.2 Compensation active linéaire
5.3.3 Compensation active linéaire sur un variateur industriel
V.4 / Conclusions
Chapitre VI Conclusions et perspectives
Annexes
Annexe 1: Méthode d’identification
Annexe 2 : Documentation concernant les fournisseurs de matériaux nanocristallins
Annexe 3 : Dispositif de compensation
Annexe 4 : Schémas Spice de simulation
Bibliographie
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