Mod`ele physique distribu´e de composant bipolaire

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La cellule de commutation

Restriction du domaine d’´etude

L’´etude en dynamique de tout convertisseur statique peut ˆetre ramener a` l’´etude de la cellule el´ementaire de commutation suivant les r`egles qui r´egissent les commutations [4]. Cette cellule est compos´ee de deux interrupteurs qui changent d’´etat de fa¸con compl´e-mentaire. Ce changement d’´etat revient a` faire passer ces interrupteurs d’un ´etat bloqu´e a` un ´etat passant : cette action est appel´ l’amor¸cage de l’interrupteur (ou sa mise en conduction ou sa fermeture ou encore Turn-On Transient), l’op´eration inverse s’appelle la blocage de l’interrupteur (ou ouverture ou encore Turn-Off Transient).
En prenant l’exemple de l’onduleur triphas´e (Fig. 1.5), suivant le mode de commande envisag´e, la commutation d’un interrupteur se fera toujours de chaque bras sur l’autre sous la tension du bus d’alimentation et avec comme charge une source de courant instantan´ee. Pour cet exemple, trois cellules de commutation peuvent ˆetre donc d´efinies. Ces cellules sont identiques d’un point de vue syst`eme. Par contre, de nombreux facteurs vont faire varier sensiblement leur fonctionnement dans la r´ealit´ :
– la disposition g´eographique des composants fait que les chemins d’acc`es aux interrupteurs sont plus ou moins longs et/ou ’faciles’ pour le courant au niveau de la commande et au niveau de la puissance,
– la dispersion entre les composants peut faire que les formes d’ondes de deux d’in-terrupteurs a` priori identiques soient diff´erentes,
– la dispersion de la temp´erature dans tout le syst`eme peut aussi ˆetre la cause de dispersion sur le comportement ´electrique.

Fonctionnement de la cellule de commutation

L’utilisation d’une commande double impulsion permet de reproduire de mani`ere simple le fonctionnement dynamique de la cellule de commutation dans des conditions de tension et de courant voulues. La source de tension est alors un condensateur charg´e pour fournir l’´energie n´ecessaire uniquement a` deux impulsions (deux fermetures et deux ouvertures). La charge utilis´ee est une inductance qui permet de faire monter le courant jusqu’`a la valeur d’´etude d´esir´ee. Les formes d’ondes simplifi´ees de cette configuration double impulsion sont donn´ees figure 1.7. Les s´equences de fonctionnement, sans prendre pour l’instant en consid´eration tous les ph´enom`enes durant la commutation, sont les suivantes :
– Conditions initiales : VAK = E avec E la tension d’entr´ee continue, le courant le traversant IA = 0, l’IGBT est donc bloqu´e
– a` t = t0, l’IGBT est ferm´ en appliquant une tension VAK positive et sup´erieure a` la tension de seuil de l’IGBT Vth. En consid´erant la chute de tension a` l’´etat passant nulle et une inductance parfaite comme charge, le courant IA va croˆıtre de fa¸con lin´eaire suivant l’´equation IA = (E/L)t + I0, L ´etant la valeur de l’inductance de charge et I0 la valeur initiale du courant (dans notre cas I0 est nul). IA va donc croˆıtre jusqu’`a la valeur d’´etude d´esir´ee IC .
– a` t = t1, l’IGBT est ouvert, apparaˆıt alors a` ses bornes la tension continue d’entr´ee
E ainsi qu’une surtension suppl´ementaire due a` l’´energie stock´ee dans l’inductance de maille du circuit Lm. Apparaˆıt ´egalement le courant de queue de l’IGBT qui doit ´evacuer sa charge stock´ee.
– a` t = t2, le courant de queue a disparu : c’est la phase de roue libre. Le courant IC circule en boucle ferm´ee entre la diode et l’inductance de charge, la tension aux bornes de l’IGBT est la tension E. En consid´erant la diode parfaite a` l’´etat passant et l’inductance de charge pure, le courant IC garde une valeur constante. Dans la r´ealit´e, la chute de tension a` l’´etat passant de la diode ainsi que l’aspect r´esistif de la charge et des interconnexions vont faire que le courant IC d´ecroˆıt lentement. Il faut donc s’arranger pour que la dur´ee (t3 − t2) soit la plus courte possible afin de conserver le courant IC le plus constant possible entre l’ouverture et la fermeture de l’IGBT tout en atteignant un r´egime stable de conduction.
– a` t = t3, l’IGBT est ferm´ : la tension a` ses bornes va alors d´ecroˆıtre jusqu’`a z´ero et apparaˆıt le courant de recouvrement de la diode qui doit ´evacuer aussi sa charge stock´ee. Le courant IA pr´esente donc un pic qui disparaˆıt a` t = t4.
– a` t = t4, le courant IA croˆıt de fa¸con lin´eaire comme entre t0 et t1.

La diode de puissance PiN

G´en´eralit´es

En ´electronique de puissance, la diode a principalement deux fonctions. Elle est utilis´ee soit pour assurer les fonctions de redressement dans les convertisseurs statiques alterna-tif/continu (redresseur) soit pour assurer la continuit´e du courant (phase de roue libre) dans les cellules el´ementaires de commutation. Deux types de diodes vont donc ˆetre uti-lis´ees : les diodes destin´ees au redressement (faible chute de tension a` l’´etat) et les diodes destin´ees a` la commutation (faible perte a` la commutation).
La diode PiN est de type bipolaire. Elle est constitu´ee de deux ´emetteurs de types oppos´es (P et N) et d’une base profonde et peu dop´ee de type N− (Fig. 1.11). Cette der-ni`ere r´egion est quasi intrins`eque et c’est la raison pour laquelle cette diode est d´enomm´ee diode P iN ou P πN. Deux proc´ed´es de fabrication sont utilis´es. Le premier consiste a` dif-fuser les ´emetteurs dans un substrat massif N− et le second consiste a` ´epitaxier la r´egion N− sur un substrat N+ avec une diffusion de l’´emetteur P +. Les diodes sur substrat mas-sif sont principalement utilis´ees dans les applications o`u la tension est sup´erieure a` 1500V .
Les performances la diode PiN, en consid´erant le compromis performances statiques/ performances dynamiques peuvent ˆetre r´egl´ees de deux mani`eres :
– en ajustant la dur´ee de vie des porteurs dans la base. Ce r´eglage s’effectue `a l’aide d’introduction de centres recombinants tel que l’or ou par irradiation de particules `a forte ´energie (protonage). Ces diodes sont d´enomm´ees `a dur´ee de vie contrˆol´ee.
– en ajustant les efficacit´es d’injection des ´emetteurs. Un ´emetteur semi-transparent dont l’efficacit´ d’injection est r´eduite est substitu´e `a l’´emetteur P + relativement ´epais et fortement dop´e. Ces diodes sont d´enomm´ees `a contrˆole d’injection.

Principe de fonctionnement de la diode PiN

Etude statique

Comme dans la plupart des composants de puissance verticaux, la r´egion de base N− permet de supporter la tension grˆace a` l’´etalement de la zone de charge d’espace en polarisation inverse de la jonction P +N−. C’est la raison pour laquelle cette r´egion doit ˆetre profonde et faiblement dop´ee pour tenir des tensions elev´ees. En raison de son caract`ere intrins`eque, la r´egion de base se retrouve en haut niveau d’injection a` l’´etat passant. La charge stock´ee est importante et permet une augmentation de la conductivit´e de la r´egion de base avec pour cons´equence une faible chute de tension a` l’´etat passant. La contrepartie est que la disparition de cette charge se fait par recombinaison. Ceci se caract´erise ´electriquement par un courant de recouvrement important qui ralentit a` la fois les vitesses de commutation et augmente les pertes dynamiques. Un exemple de caract´eristique statique d’une diode PiN est donn´e figure 1.12.
Il est possible d’avoir soit un mode passant (VAK > Vseuil), soit un mode bloqu´e (VAK < Vseuil) avec Vseuil la tension de seuil de la diode. Dans ce dernier cas, c’est la jonction P +/N− qui est polaris´ee en inverse (fig. 1.11). C’est l’extension de la zone de charge d’espace dans la r´egion de base qui va d´eterminer au premier ordre la tenue en tension. A ce stade, deux remarques g´en´erales sur la tenue en tension doivent ˆetre faites [5] :
– la distance intercellulaire (dans le cas des composants multicellulaires) doit ˆetre convenablement choisie afin d’assurer le ph´enom`ene de l’autoblindage entre chaque cellule.
– les cellules p´eriph´eriques doivent ˆetre prot´eg´ees par une technique de garde que sont soient les terminaisons de jonction [6], les anneaux de garde [7], les ´electrodes de champ [8], les couches semi-r´esistives [9] ou la technique RESURF [10].

Etude dynamique

La commutation d’une diode au blocage dans son environnement peut ˆetre ramen´ee au circuit ´electrique donn´e figure 1.13. Le fonctionnement en est le suivant (cf. fig. 1.14) :
– la diode est a` l’´etat initial passante et les interrupteurs K1 et K2 sont ouverts, IA = Ich.
– l’interrupteur K1 est ferm´ : dIA/dt = −E/(Ls + Lp). C’est donc le circuit ext´erieur a` la diode qui va imposer son temps de d´esaturation t0 (temps pour lequel la diode va retrouver son pouvoir bloquant : IA = 0).
– la tension inverse aux bornes de la diode va ensuite augmenter jusqu’`a ˆetre ´egale a` la tension d’alimentation E. La d´ecroissance du courant IA va ˆetre ralentie jusqu’`a son annulation : IA prend alors sa valeur maximale not´ee commun´ement IRM a` l’instant correspondant tIRM o`u VAK = −E.
– l’interrupteur K2 permet de terminer la commutation dans un type redresseur si il reste ouvert ou dans un type roue libre si il est ferm´. Dans tous les cas, l’inductancecorrespondante (Lp + Ls si K2 ouvert ou Lp si K2 ferm´e) va imposer une surtension dont la valeur maximale VRM correspond au changement de signe de la d´eriv´ee du courant a` l’instant tVRM . Le temps de recouvrement correspond a` la dur´ee entre t0 et l’intersection entre la tangente du courant a` l’instant tVRM et l’axe des abscisses.
– la diode est compl`etement bloqu´ee lorsque le courant la traversant est quasiment nul et la tension VAK = −E, ceci apr`es une phase d’oscillation entre le courant et la tension.

L’Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT)

G´en´eralit´es

L’IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) est une structure semiconductrice qui as-socie les avantages d’une commande MOS et les performances en conduction des structures bipolaires. Pour ces raisons, l’IGBT est devenu le composant majeur de l’´electronique de puissance pour des applications allant jusqu’`a 10 kW sous des fr´equences pouvant aller jusqu’`a 20 kHz. Cette structure a et´ propos´ee pour la premi`ere fois par Baliga en 1979 et depuis, de nombreux travaux ont et´ r´ealis´es afin d’am´eliorer ses performances. Intro-duit commercialement pour la premi`ere fois en 1983, il est aujourd’hui propos´e par de nombreux fabricants (Eupec, Mitsubishi Electrics, Toshiba, Siemens, IXYS, International Rectifier, …) de mani`ere discr`ete ou sous forme de modules. Les modules IGBT couvrent une large gamme en tension de 600V a` 6500 V, pour des capacit´es en courant jusqu’`a 1200A.

Principe de fonctionnement de l’IGBT

Nous nous pencherons dans cette ´etude sur le cas d’un IGBT a` base de type N qui est le plus largement r´epandu sachant que les mˆemes principes r´egissent les IGBTs a` base de type P . La structure de la cellule el´ementaire de l’IGBT (fig. 1.15(b)) d´ecoule de celle d’un VDMOSFET de puissance verticale (fig. 1.15(a)) o`u la couche de contact ohmique de type N+ situ´ee sur la face arri`ere est remplac´ee par une couche de type P +. La conception de l’IGBT est de type multicellulaire avec la mise en parall`ele de cellules el´ementaires pour atteindre des forts niveaux de courants.
L’IGBT est une structure de type triode avec deux ´electrodes de puissance (l’anode et la cathode) et une ´electrode de commande (la grille). Il est possible de diff´erentier cinq principales r´egions semiconductrices (fig. 1.15(b)) : les ´emetteurs P + et N+, la base de type N−, le caisson de type P et une section MOS. Les ´emetteurs ont pour rˆole d’injecter des porteurs dans la r´egion centrale de base. Cette derni`ere, profonde et faiblement dop´ee, participe a` la tenue en tension. La section MOS permet de relier ´electriquement l’´emet-teur N+ a` la r´egion de base. L’ensemble des r´egions semiconductrices font apparaˆıtre des transistors bipolaires N P N et P N P , une r´esistance RP et une section MOSFET a` canal N permettant d’obtenir le sch´ema ´equivalent donn´e par la figure 1.16(a). La pr´esence d’un court-circuit m´etallique entre l’´emetteur N+ et le caisson P permet de d´esensibiliser la jonction ´emetteur/base du transistor bipolaire N P N. Le sch´ema ´electrique ´equivalent devient alors celui donn´e par la figure 1.16(b). Par la suite, nous allons d´ecrire le compor-tement physique et ´electrique de l’IGBT en comportement statique et dynamique.

D´eclenchement du thyristor parasite : le ’latch-up’

Comme cela a et´ pr´esent´ dans la section 1.5.2, la structure interne de l’IGBT poss`ede deux transistors bipolaires N P N et P N P imbriqu´es qui peuvent sous certaines conditions se d´eclencher en mode thyristor. Le d´eclenchement de ce thyristor parasite doit ˆetre inhib´e car il entraˆıne la perte du contrˆole de l’IGBT. Si un tel ph´enom`ene se produit, le seul moyen de bloquer la structure est le passage par z´ero de la tension anode-cathode.
Le processus de d´eclenchement du thyristor parasite est le suivant : une fraction des porteurs d´efinissant le courant IA circulant normalement dans la r´esistance RP sous l’´emet-teur N+ peut polariser en direct la jonction J3 (voir fig. 1.15(b)). Si cette jonction est polaris´ee en direct, le transistor N P N devient passant et alimente alors la base du tran-sistor P N P .

L’Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT)

Il existe deux types de latch-up : le statique et le dynamique. Le premier est obtenu lorsque le composant est a` l’´etat passant (faible VAK ) et que IA exc`ede une valeur critique Ih. Le second intervient durant les commutations, lorsque VAK et IA sont importants. Ainsi, les densit´es de courant impliqu´ees sont tr`es diff´erentes suivant le type de latch-up mais aussi de l’environnement de l’IGBT. Par exemple, dans des applications AC, le latch-up peut ˆetre arrˆet´e, de part le passage dans l’alternance n´egative de la tension anode-cathode.
Le latch-up dynamique apparaˆıt a` l’ouverture de l’IGBT lors de la fermeture rapide de la section MOS qui cr´ee un courant de trous qui peut ˆetre suffisamment grand pour polariser en direct la jonction ´emetteur N+/ caisson P . La solution pour ´eviter ce probl`eme est simplement d’avoir une r´esistance de grille suffisamment grande pour que la vitesse de commutation soit assez faible pour que les trous ne soient pas ´evacuer par la cathode mais se recombinent dans la r´egion de drift. De nombreuses r`egles de design peuvent ˆetre appliqu´ees afin d’´eviter le d´epart en latch-Up. Parmi les plus courantes, l’ajout d’une implantation P + dans le caisson de type P permet de diminuer la r´esistance de latch-up par une augmentation du dopage [12]. Cette technique est utilis´ee aussi bien dans les structures a` technologie planar qu’`a tranch´ees.

Structures et topologies

De nombreuses structures d’IGBT existent dans le commerce. Le choix de l’une d’entre elles est conditionn´e par le d´eplacement du curseur des performances du compromis conduction/commutation. En effet, la volont´e de diminuer la chute de tension `a l’´etat passant passe donc par une augmentation de la modulation de conductivit´e de la r´egion de base en y augmentant la pr´esence de porteurs. La contrepartie sera naturellement une r´eduction des performances dynamiques. Il existe `a l’heure actuelle deux grandes familles de g´eom´etrie de grille :
– les IGBTs a` grille planar.
– les IGBTs a` grille en tranch´ees (’trench’).
L’influence de la g´eom´etrie de la grille sur les performances des IGBTs `a tranch´ees sera d´evelopp´ee dans le chapitre 2.
Il existe ´egalement dans ces deux grandes familles plusieurs types de design de l’anode :
– les IGBTs Non Punch Through ou a` contrˆole d’injection (Fig. 1.21(a)).
– les IGBTs Punch Through ou a` couche tampon (Fig 1.21(b)).
– les compromis entre ses deux derni`eres technologies.
L’allure de la r´epartition du champ ´electrique dans les bases des structures NPT et PT sont donn´ees figures 1.21(a) et 1.21(b) respectivement. Les traits pleins correspondent a` une tension VAK positive, les traits pointill´es a` une tension VAK n´egative. Seule la structure NPT permet d’obtenir une bidirectionnalit´ en tension a` la seule condition que la jonction J1 soit correctement prot´eg´ee a` l’aide d’une technique de garde adapt´ee. C’est le cas du MOS Bidirectionnal Switch (MBS) [11]. Dans le cas de la structure PT, la couche tampon N+ ne permet pas de tenir la tension en inverse. Malgr´e une profondeur de base N− plus faible, la r´epartition biseaut´ee du champ ´electrique dans une structure PT optimis´ee peut permettre d’obtenir des tenues en tension ´equivalentes aux structures NPT. Ainsi, pour des tenues en tension ´equivalentes, les structures a` couche tampon poss`edent une chute de tension a` l’´etat passant plus faible. Par ailleurs, cette couche suppl´ementaire diminue l’in-jection de porteurs du cˆot´e anode permettant ainsi une am´elioration des caract´eristiques dynamiques (courant de queue). Il faut noter aussi que l’impact de la diminution de la conductivit´e de la r´egion de base sur la contribution ohmique est relativement faible.

Table des matières

Introduction g´en´erale
Chapitre 1 G´en´eralit´es sur la fonction interrupteur, principes de mod´elisation
1.1 Les interrupteurs de puissance : aspects fonctionnels [1]
1.2 La cellule de commutation
1.2.1 Restriction du domaine d’´etude
1.2.2 Fonctionnement de la cellule de commutation
1.3 Les modules de puissance
1.4 La diode de puissance PiN
1.4.1 G´en´eralit´es
1.4.2 Principe de fonctionnement de la diode PiN
1.5 L’Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT)
1.5.1 G´en´eralit´es
1.5.2 Principe de fonctionnement de l’IGBT
1.5.3 D´eclenchement du thyristor parasite : le ’latch-up’ [2]
1.5.4 Structures et topologies
1.5.5 Influence des param`etres physiques sur les performances
1.6 Influence de la temp´erature
1.6.1 Comportement en temp´erature de l’IGBT
1.6.2 Comportement en temp´erature de la diode PiN
1.7 Mod`ele de composants `a semiconducteurs actifs
1.7.1 Les diff´erents types de mod`eles
1.7.2 Mod`ele physique distribu´e de composant bipolaire
1.7.3 Les sous-mod`eles ´electriques
1.7.4 R`egles d’assemblage des sous-mod`eles
1.7.5 Chute de tension globale aux bornes d’une structure de puissance
1.7.6 D´ependance en temp´erature des param`etres [3]
1.8 Mod`ele de cˆablage
1.8.1 La n´ecessit´e de mod´eliser le cˆablage
1.8.2 Les m´ethodes de mod´elisation du cˆablage
1.8.3 Les simulations `a ´el´ements finis
1.8.4 Extraction du circuit ´electrique ´equivalent
1.9 Conclusion
Chapitre 2 L’IGBT `a tranch´ees : fonctionnement et mod´elisation
2.1 G´en´eralit´es
2.1.1 Structure
2.1.2 Avantages et inconv´enients par rapport `a la grille de type ’planar’
2.2 Injection Enhanced (ou PiN diode) Effect : principe
2.3 Influence de la g´eom´etrie de la tranch´ee sur les performances de l’IGBT
2.3.1 Structure simul´ee sous ISE-TCAD
2.3.2 R´epartition des porteurs `a l’´etat passant dans la base
2.3.3 Influence de la g´eom´etrie de la tranch´ee sur les performances en conduction
2.3.4 Influence de la g´eom´etrie de la tranch´ee sur les performances dynamiques
2.3.5 Cas d’un substrat de faible ´epaisseur
2.4 Explications physiques de l’IE Effect
2.4.1 Approches donn´ees dans la litt´erature
2.4.2 Approche selon notre m´ethode de mod´elisation
2.4.3 Conclusions sur l’IE Effect
2.5 Mod`ele de l’IGBT `a tranch´ees
2.5.1 Pr´esentation
2.5.2 Validation du mod`ele d’IGBT `a tranch´ees sur un module commercial
2.6 Conclusion
Chapitre 3 Applications des mod`eles `a l’analyse et `a la conception de syst`emes en E. P.
3.1 Introduction
3.2 Association de mod`eles de semiconducteurs et de cˆablage
3.2.1 Topologie du module ´etudi´e
3.2.2 Validation des mod`eles des puces IGBT et diode PiN
3.2.3 Simulation d’un bras d’onduleur
3.2.4 Simulations d’un tiers de module
3.2.5 Analyse des d´es´equilibres en courant
3.3 L’architecture faibles pertes
3.3.1 Pr´esentation
3.3.2 Principe de fonctionnement
3.3.3 Structure discr`ete
3.3.4 Structure int´egr´ee
3.4 Conclusion
Conclusion g´en´erale 
Bibliographie 

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