Méthode de résolution numérique d’une propagation sur fibre optique

Méthode de résolution numérique d’une propagation sur fibre optique

Emergence des outils numériques de simulation

La complexité des signaux et de leurs déformations au cours d’une propagation sur fibre ne peut plus être évaluée correctement de manière analytique et nécessite des résolutions numériques. Cette nécessité de posséder des outils de conception efficaces pour prendre en compte l’ensemble des caractéristiques d’une liaison lors de sa conception, a donné lieu à l’émergence de nombreux logiciels de simulation de plus en plus performants au sein des laboratoires de développement d’une part et sur le plan commercial de l’autre. L’augmentation des capacités de calcul autorisées par les développements informatiques ont amené un accroissement des performances prédictives de ces outils. La conception assistée par ordinateur (CAO) a permis alors la conception des systèmes de communication actuellement déployés. Il s’agit de prévoir l’impact de la présence, de l’emplacement et du comportement de chaque élément d’une chaîne de transmission sur la qualité de celle-ci et ainsi d’évaluer les performances du système conçu. Généralement, des tests expérimentaux sont nécessaires à la validation des résultats de simulation dont la qualité est le reflet des critères d’évaluation propres aux systèmes de transmission tels que le taux d’erreurs binaires (BER), le diagramme de l’œil, et d’autres propres aux signaux optiques comme le facteur de qualité (Q) et les pénalités du rapport signal sur bruit optique (OSNR).

Principe de la transformée de Fourier itérative à pas divisés

Cette méthode de résolution numérique de la propagation de signaux quelconques prend en compte aussi bien les effets linéaires que non-linéaires mais de manière séparée sur des portions de fibres très faibles tout au long de la propagation. Un opérateur est défini pour chaque effet prenant en compte d’un coté les effets de dispersion (D) et un autre prenant en compte les effets non-linéaires (N).
On applique tout d’abord l’opérateur linéaire D dont on résout dans le domaine spectral l’effet sur l’enveloppe du champ électrique, puis on retrouve cette réponse dans le domaine temporel par transformation de Fourier inverse.
Dans un deuxième temps et pour la même portion de fibre, on considère uniquement la non linéarité N que l’on applique dans le domaine temporel au champ électrique soumis préalablement à l’opérateur D. On peut établir ainsi l’effet de la non-linéarité et celui de la dispersion de manière découplée tout au long de la propagation ce qui demande des temps et des capacités de calculs très élevés pour les systèmes WDM de plusieurs milliers de kilomètres.

Diagramme de l’œil

Constitution du diagramme : Le diagramme de l’œil permet de visualiser la qualité d’un signal dans le domaine temporel en superposant un grand nombre de séquences en temps réel au moyen d’un oscilloscope rapide synchronisé sur le signal d’horloge du signal de données. Pour superposer tous les bits il suffit de faire glisser temporellement chaque séquence bit à bit. Ce diagramme permet de voir la dégradation de chaque symbole sur le même graphique avec la possibilité d’identifier les symboles les plus dégradés pour certains oscilloscopes haut de gamme.
Critères d’évaluation du diagramme de l’œil :Le diagramme de l’œil sera d’autant plus meilleur que le niveau des 1 et des 0 sera distant, on parle alors d’ouverture de l’œil. Lorsque le signal est de mauvaise qualité cette ouverture se ferme soit horizontalement, soi verticalement. Le bruit du signal présent au niveau des 1 ou des 0 est donc très préjudiciable puisque le diagramme de l’œil va sommer toutes les contributions de bruit de tous les bits générant ainsi un nuage de points dont on peut extraire par la suite la distribution de probabilité. Cette distribution de bruit sera différente sur les 1 et sur les 0. L’ouverture verticale de l’œil est caractérisée par le rapport des puissances moyennes des 1 et des 0 que l’on nomme taux d’extinction dynamique (DER) et défini par DER=P1/P2.

On peut également déduire d’un point de vue de la dégradation temporelle, la gigue des fronts montant et descendant des impulsions. Dans le diagramme de l’œil ce bruit se trouve au niveau des croisements des transitions entre les bits 0 et 1, ce phénomène est accentué par la mesure en elle-même car la synchronisation entre l’horloge et les bits de données dépend de la qualité de traitement de l’oscilloscope qui est alors caractérisé par sa propre gigue appelée jitter. Ce bruit peut aggraver une fermeture horizontale de l’œil qui correspond en quelque sorte à la largeur de la superposition de toutes les impulsions.

Intérêt des codes correcteurs d’erreurs : FEC

La théorie de l’information a mis en évidence l’utilité du codage à l’émission pour diminuer le nombre d’erreurs après transmission. Dans le domaine optique, les codes correcteurs d’erreurs ont récemment été implémentés du fait de leur coût et des contraintes technologiques liées au débit très supérieurs aux débits des communications numériques classiques par ondes électriques. Ces codes sont basés sur la redondance de données et ajoutent un sur débit d’environ 7%. On les caractérise par leur faculté à diminuer l’OSNR nécessaire pour un même BER. Ceci permet d’obtenir plus de souplesse pour le système et permettant plus de pertes de puissance par exemple ou bien en permettant d’incrémenter la distance de transmission en supprimant les pénalités correspondantes. Notre étude n’a pas intégré de FEC, mais on peut concevoir leur implémentation dans le cadre de transmissions WDM utilisant des D-EML car le coût des FEC est devenu très accessible à 10 Gbit/s, par contre à des débits de 40 Gbit/s il existe seulement des démonstrations en laboratoire.

Le modulateur à électro-absorption

Comme cela a été énoncé précédemment, la modulation d’une onde porteuse optique permet d’inscrire un signal d’information sur un ou plusieurs paramètres physiques du signal émis par le laser.
Parmi la multitude de formats de modulations analogiques et numériques, le modulateur à l’électro-absorption permet la mise en œuvre pratique de certains d’entre eux. Celui-ci utilise les modifications de l’absorption de la lumière traversant le matériau qui constitue le composant. La variation d’intensité résultante permet de transmettre en sortie un signal modulé répondant à un signal de commande. La conception d’un tel dispositif requière donc l’existence d’un effet physique permettant de contrôler, par l’intermédiaire d’une commande électrique portant le signal à transmettre, la transparence d’un matériau. A cette condition se rajoute un certains nombres de contraintes imposées par l’application visée. Par exemple, pour les systèmes de transmissions numériques binaires qui nous intéressent, afin de ne pas «gâcher» la puissance optique émise par le laser, l’absorption du matériau doit être minimale dans l’état de passant et devenir importante (au moins 15dB à 30dB) dans l’état non-passant.

Cette condition apparaîtra dans le cas de matériau cristallin pour des longueurs d’onde du signal lumineux à moduler situées au voisinage du bord de bande d’absorption. L’effet d’électro-absorption revenant à déplacer en longueur d’onde ce bord de bande. L’effet Franz-Keldish dans les matériaux semi-conducteur massifs est connu pour présenter ce type de comportement. De nombreuses études expérimentales ont montrés qu’aucun dispositif présentant le contraste requis ne pouvait être conçu à partir de cet effet. Inversement, l’effet Stark confiné quantiquement (QCSE) dans les matériaux semi-conducteur à puits quantique a permis de développer de nombreux composants utilisés pour différentes applications. Outre le bon contraste autorisé, son intérêt réside dans sa rapidité qui lui permet de s’adapter aux systèmes numériques à haut débit. Les modulateurs des composants EML, sujets de notre étude, sont basés sur l’effet QCSE qui sera donc décrit en détail par la suite. Comme tout effet fondé sur des variations d’absorption, la relation de causalité, exprimée par les relations de Kramers-Krönig, associe à ces modifications une variation couplée de l’indice de réfraction du matériau (souvent appelée chirp). Cette perturbation a une influence directe sur la phase de l’onde modulée en intensité qui se retrouve en conséquence aussi modulée en phase.

Intégration monolithique avec un laser DFB

Technologie de fabrication

Les couches des composés plus ou moins dopés constituant la structure en puits quantiques sont réalisées par croissance d’épitaxie SAG (Selective Area Growth). Pour les aspects structurels de forme du composant, les techniques utilisées sont la lithographie et la gravure. On utilise alors des résines qui permettent aux rayons ultraviolets de creuser aux endroits que le masque a défini, se suivent alors d’autres procédés chimiques utilisant des solvants pour éliminer la résine. On obtient les guides désirés dont nous pouvons voir un exemple de réalisation sur une photo prise au microscope à balayage électronique (MEB). Les dépôts d’or pour les contacts métalliques sont réalisés en phase vapeur. Dans le cas des EML fournis par le III-V Lab, la technologie d’intégration est basée sur une couche active identique (SAL) qui permet de réaliser les deux fonctions laser et modulateur du composant simultanément, chaque fonction ayant sa propre zone active MQW. Une contrainte importante lors de l’intégration est la prise en compte de la sensibilité du modulateur à l’écart en longueur d’onde avec la raie d’émission du laser DFB, écart connu sous le nom de detuning.

Dans cet article le III.V Lab démontre la maîtrise de la technique ainsi que l’utilité d’un guide en arête pour le couplage direct du guide du laser avec le guide du modulateur. Des composants dédiés aux transmissions NRZ à 40 Gbit/s ont alors été développés sur le même concept par le III.V Lab et d’autres équipes de recherche .

Effets de couplage entre le laser et le modulateur

De nombreuses études ont mis en évidence l’effet de la réalimentation optique du laser du fait des dégradations que cela engendre sur les performances du composant. Ce phénomène de feedback est du à une réflexion d’une portion du signal lumineux au niveau de la facette de sortie du modulateur.
Le signal en retour, modulé, est alors réinjecté dans le laser par le guide optique reliant les deux fonctions. La modulation du signal réfléchi engendre une modulation du laser qui, comme nous l’avons vu au début de ce chapitre, produit une modulation de fréquence qui est préjudiciable pour le signal émis et transmis sur une fibre optique. Ce phénomène correspond à un chirp non contrôlé du laser qui dépend essentiellement de la position de la facette de sortie du modulateur .
Dans le cas de la modulation duale pratiquée sur les EML, le fait de moduler directement le courant de polarisation du laser permet de contrôler sa réponse FM. Cette modulation directe du laser devrait donc contribuer majoritairement sur la réponse FM globale de l’EML pour une excursion importante du courant de modulation.

Description de la structure à deux accès haute-fréquence et un accès optique en espace libre

Pour caractériser des composants dédiés aux communications haut-débit, il est indispensable de pouvoir effectuer des tests de plusieurs natures avant de les mettre en module. Il faut constituer une monture capable d’acheminer les signaux électriques d’une part, de recueillir le signal optique d’autre part et de réguler la température. D’un point de vue électrique, on utilise des ‘T’ de polarisation pour amener sur un même port électrique les composantes continues et variables du signal. La lumière peut être collectée soit à l’aide d’une fibre micro-lentillée placée très près en sortie du guide d’onde, ou d’un focalisateur qui est un dispositif optique constitué de lentilles convergentes. Le premier est délicat à mettre en œuvre car il nécessite de s’approcher très près du composant au risque de l’endommager, le contrôle visuel est alors indispensable. La seconde solution tout aussi efficace a été choisie car plus simple à réaliser. Le contrôle en température s’est fait par un élément Peltier pouvant couvrir une plage de 0°C à 100°C, et une thermistance de type TCS 650 correspondant à cette gamme de température. L’asservissement du courant alimentant l’élément Peltier est géré par un contrôleur de température qui compare l’impédance aux bornes de la thermistance, à la température de commande.

Ce dispositif permet de maintenir constante la température du socle qui supporte le composant à caractériser. La sensibilité des composants à la température pourra ainsi être mise en évidence si l’on souhaite comparer les performances statiques ou dynamiques en transmission (puissance émise, taux d’extinction, BER etc..) pour différentes températures. Une contrainte d’ordre mécanique s’est révélée fortement préjudiciable pour le couplage optique car les changements de températures déforment le support métallique (Al) et il est nécessaire de chercher à nouveau le maximum de la puissance émise par l’EML.
Les contraintes techniques associées à la largeur de bande passante du composant développé dans le cadre de cette étude [DC – 40 GHz] se répercutent à plusieurs niveaux dans la conception de la monture de test :
Le choix de câbles et des connecteurs : ceux-ci doivent correspondre à des normes adaptées à la gamme de fréquence envisagée. Pour cela, nous avons choisi des connecteurs de type ‘K’ et les câbles correspondant dont la fréquence de coupure est de 40GHz.
Les ‘T’ de polarisation ‘K’ sont des montages électriques constitués d’une inductance et d’une capacité permettant de coupler dans le signal en sortie les composantes variable et continue des signaux injectés en entrée.
Les pointes G-S-G (Ground–Signal-Ground : sonde constitué d’une pointe ‘signal’ entre deux pointes ‘masse’) haute-fréquence, ou les ‘cavalier’ assurent la connexion entre le câble et les lignes d’accès haute-fréquence à ondes progressives reliée au laser et au modulateur. Il s’agit d’une transition entre un câble coaxial et des lignes micro-ruban dans le cas des cavaliers et coplanaires dans le cas des pointes.

Table des matières

Introduction générale 
Chapitre I : Signaux et systèmes des communications optiques haut-débit 
1. Introduction du chapitre
2. Synoptique d’une transmission optique 
2.1. Mise en forme et émission du signal optique
a) Modulation d’une onde porteuse optique
b) Application au laser-modulateur intégré à électro-absorption
2.2. Caractéristiques d’une propagation sur fibre optique
a) Propriétés physiques d’une propagation sur fibre
b) Equations de propagation et chirp d’une impulsion
c) Méthode de résolution numérique d’une propagation sur fibre optique
2.3. Techniques de réception
a) Principe de fonctionnement d’un récepteur optique
b) Caractérisation d’un signal optique par dégradation de l’OSNR
3. Définitions des critères d’évaluation d’une transmission 
3.1. Diagramme de l’œil
a) Constitution du diagramme
b) Critères d’évaluation du diagramme de l’œil
3.2. Taux d’erreur binaire : BER
a) Définitions
b) Seuil et temps de décision
c) Relation entre le facteur de qualité Q et le BER
3.3. Intérêt des codes correcteurs d’erreurs : FEC
4. Conclusions du chapitre 
Chapitre II : Description statique et dynamique du laser DFB et du modulateur à électro-absorption de l’EML à modulation duale
1. Introduction du chapitre
2. Les lasers semi-conducteurs DFB à puits quantiques 
2.1. Introduction
2.2. Caractéristiques statiques
a) Equations d’évolution
b) Courant de seuil et puissance d’émission
c) Réponse en phase et couplage phase-amplitude
d) Largeur spectrale du mode émis et effets non-linéaires
2.3. Caractéristiques dynamiques
a) Equations d’évolution en régime petit-signal
b) Modulation d’intensité et bande passante du laser MQW
c) Modulation de fréquence du laser MQW
2.4. Filtrage des modes dans un DFB
a) Principe du réseau intégré
b) Equations des modes couplés
c) Sélectivité et expression du mode spectral
d) Caractéristique du mode longitudinal
2.5. Modèle électrique du laser
3. Le modulateur à électro-absorption
3.1. Introduction
3.2. L’effet Stark confiné qu’antiquement
3.3. Paramètres caractéristiques
a) Facteur de confinement et taux d’extinction
b) Pertes internes d’atténuation
c) Rapidité de modulation
d) Tension de commande
e) Puissance de saturation
f) Temps d’échappement des porteurs
3.4. Propagation en onde guidée
a) Modes de propagation
b) Méthode de l’indice effectif
c) Sensibilité à la polarisation
3.5. Coefficient d’absorption
3.6. Dynamique du modulateur
a) Relation entre l’absorption et l’indice de réfraction
b) Evolution de la phase et de l’amplitude
3.7. Intégration monolithique avec un laser DFB
a) Technologie de fabrication
b) Effets de couplage entre le laser et le modulateur
c) Caractéristiques du signal en sortie de l’EML
4. Conclusions du chapitre 
Chapitre III : Caractérisation sous pointes du D-EML en régime petit-signal 
1. Introduction du chapitre 
2. Conception et réalisation d’une monture optoélectronique de test à trois accès dans la
bande DC-40 GHz 
2.1. Description de la structure à deux accès haute-fréquence et un accès optique en espace libre
2.2. Injection du signal optique en espace libre
3. Mesures statiques du composant 
3.1. Mesure de la caractéristique statique du laser
3.2. Mesure de la caractéristique statique d’absorption du modulateur
4. Caractérisation du composant en régime dynamique 
4.1. Mesures de la bande passante du laser
a) Principe de mesure des paramètres S à l’analyseur de réseau vectoriel
b) Réponse électro-optique du laser via le modulateur
c) Résultats de mesure de la bande passante du laser
4.2. Mesure de la bande passante du modulateur
4.3. Mesures du couplage électrique parasite entre électrodes : diaphonie
a) Principe de la mesure de diaphonie ou ‘crosstalk’ électrique
b) Effet de la polarisation statique de l’EML sur la mesure de diaphonie
c) Effet de la polarisation statique sur la mesure de diaphonie
d) Polarisation statique optimale de l’EML pour la mesure de diaphonie
e) Conclusions
5. Mesures du paramètre de ‘chirp’ de l’EML sous modulation duale 
5.1. Principe de mesure : effet de la dispersion chromatique d’une fibre optique
5.2. Mesures du facteur de chirp du laser
5.3. Mesures du facteur de chirp du modulateur
5.4. Mesures du facteur de chirp conjoint du laser et du modulateur
6. Conclusions du chapitre
Chapitre IV : Modulation duale et performances de l’EML pour les transmissions numériques
NRZ au débit de 10 Gbit/s 
1. Introduction
2. Pré-compensation de la dispersion chromatique par modulation duale du laser modulateur intégrés 
2.1. Technique de mesure de la déviation en fréquence instantanée
2.2. Principe de mesure utilisant un interféromètre de Mach-Zehnder
2.3. Protocole expérimental de mesure sous modulation duale
2.4. Caractérisation expérimentale du chirp grand signal à 10 Gbit/s
2.5. Chirp grand-signal du modulateur à électro-absorption de l’EML
a) Mesures de chirp à 10 Gbit/s, soit une impulsion de 100 ps
b) Mesures de chirp à 1 Gbit/s, soit une impulsion de 1 ns
2.6. Chirp grand-signal du laser DFB à multi-puits quantiques de l’EML
a) Mesures de chirp à 10 Gbit/s, soit une impulsion de 100 ps
b) Mesures de chirp à 1 Gbit/s, soit une impulsion de 1 ns
2.7. Chirp grand-signal de l’EML sous modulation duale du laser et du modulateur
a) Mesures de chirp à 10 Gbit/s
b) Mesures de chirp à 1 Gbit/s
2.8. Modulation duale optimale de l’EML à 10 Gbit/s
3. Transmissions expérimentales NRZ à 10 Gbit/s du D-EML 
3.1. Protocole expérimental des mesures de BER en transmissions
3.2. Modulation duale à séquence binaire identique : push-push
3.3. Modulation duale à séquence binaire opposée : push-pull
3.4. Résultats de mesures de taux d’erreurs binaires
a) Pénalités
b) Taux d’erreurs binaires
3.5. Corrélation entre la technique de modulation duale et le BER
4. Transmissions expérimentales NRZ à 40 Gbit/s de l’EML
4.1. Introduction
4.2. Protocole expérimental
4.3. Résultats des transmissions à 40 Gbit/s 
5. Conclusions du chapitre
Chapitre V : Génération de signaux à bande latérale unique par modulation duale de l’EML pour transmissions radio sur fibre de signaux I-Q haut-débit 
1. Introduction
2. Transmission Radio-sur-Fibre et nouveaux réseaux optiques
2.1. Problématique
2.2. Compromis entre capacité et complexité pour les réseaux d’accès optiques et sans fil
2.3. Atouts du transport sur fibre optique de signaux SSB pour les réseaux d’accès sans-fil large
bande
3. D-EML et modulation à bande latérale unique 
3.1. Caractéristiques technologiques du composant
3.2. Principe de la génération SSB par modulation duale de l’EML
4. Transmissions RoF expérimentales de signaux Single Side Band 
4.1. Protocole expérimental
4.2. Performances en transmission de signaux I-Q portée par la modulation Single Side Band
5. Conclusions du chapitre 
Conclusion générale 
Bibliographie 

Télécharger le rapport complet