Soutenance mémoire
Mesures thermiques en électronique de puissance
L’électronique de puissance et particulièrement les systèmes de conversion d’énergie électrique sont des éléments majeurs de la transition énergétique et de l’avenir des transports. Les contraintes technico-économiques liées à ces applications impliquent une augmentation des densités de puissance au sein des composants tout en limitant leur coût et en conservant une robustesse satisfaisante. Cette augmentation de la densité de puissance entraine des champs et gradients de températures très élevés au niveau des composants et rendent nécessaire la connaissance des contraintes thermiques. La température est donc un des éléments dimensionnant des convertisseurs et est au centre des préoccupations des concepteurs. La température est une grandeur importante à connaitre dans les composants de puissance. Elle peut être utilisée comme un paramètre de caractérisation pour effectuer des tests de défaillance, déterminer la fiabilité, et détecter les défauts. Lorsque la température du composant dépasse un certain seuil, elle peut conduire à la défaillance du dispositif. La plupart des défaillances de dispositifs sont d’origine thermique. Afin d’optimiser la performance et la fiabilité des composants, une compréhension de leurs propriétés thermiques est nécessaire.
Il existe différentes méthodes de mesure de température. Chaque méthode possède des avantages, mais aussi des limites. Elle doit généralement être adaptée aux conditions expérimentales comme le type de composant (taille, condition de fonctionnement…), les informations requises sur la température du composant étudié (résolution spatiale, résolution temporelle et résolution en température…), et les exigences de tests spécifiques (accès à la zone étudiée, coût, géométrie du composant…). Pour cela, il est important d’évaluer les méthodes de caractérisation thermique et de choisir la méthode la mieux adaptée au scénario de test spécifique du composant.
Module de puissance
Un module de puissance est une structure de conversion d’énergie électrique, formée d’un assemblage de puces semi-conductrices de puissance et de différentes couches de matériaux. Cette structure permet d’assurer plusieurs fonctions : mécanique, électromagnétique et thermique [Cia01]. Malgré la grande variété de types de boitiers sur le marché, les boitiers moulés sont les plus répandus et présentent des avantages considérables grâce à leur fiabilité et leur faible coût. Dans ces boîtiers moulés, les puces sont brasées sur un substrat DBC (Direct Bonded Copper). Ce dernier consiste en une couche de céramique (généralement de l’alumine Al2O3 ou bien du nitrure d’aluminium AlN) métallisée au cuivre sur chacune de ses faces. La métallisation inférieure du substrat est brasée traditionnellement par l’intermédiaire des alliages à base d’étain ou de plomb sur une semelle de cuivre ou d’AlSiC. Cette semelle est légèrement courbée afin d’améliorer le contact thermique lorsqu’elle est fixée par des vis sur le radiateur. Les interconnexions entre les puces et le substrat DBC sont généralement réalisées en utilisant des fils de bonding en aluminium soudés par ultrasons. Enfin, l’assemblage est encapsulé dans un boîtier dans lequel est coulé un gel silicone. Celui-ci permet d’assurer à la fois des fonctions de maintien mécanique, d’isolation électrique et de protection des puces, des fils et du substrat contre les facteurs environnementaux externes tels que les chocs, les vibrations et l’humidité.
Les modules de puissance peuvent être constitués d’un ou de plusieurs interrupteurs de puissance à semi-conducteurs packagés ensemble. Ces interrupteurs peuvent être des transistors bipolaires à grille isolée (Insulated Gate Bipolar Transistors – IGBTs), des thyristors commandés à l’ouverture (Gate -Turn – Off Thyristors-GTO Thyristors), ou des Transistors à effet du champ (Metal-Oxyde-Semi-conducteur (MOSFETs)). La nature de ces interrupteurs dépend généralement de différents facteurs tels que le mode de commande, la tension de blocage, la fréquence de commutation et la puissance dissipée. Il est donc nécessaire de choisir l’interrupteur convenant le mieux à l’application souhaitée afin d’obtenir une facilité de contrôle et une diminution des coûts.
Présentation du transistor IGBT
Brève histoire de l’IGBT
Ce composant a été mis en évidence pour la première fois par Baliga et al. en 1979 [Bal79]. Au fil des années, il a été mentionné sous plusieurs dénominations avant de prendre son nom définitif. En 1982, RCA a déposé un brevet pour ce composant sous le nom de Conductivity Modulated FET (COMFET) [Rus83] et General Electric sous le nom Insulated Gate Transistor (IGT) [Bal84]. En 1983 Motorola a introduit commercialement ce composant sous le nom de Gain Enhanced MOSFET (GEMFET) [Alo01]. Par la suite, plusieurs autres noms ont été associés à cette structure tels que : IGT14, TGB15 [Arn92], Bipolar MOS Transistor [Per04]. Depuis le début années 1990, les fabricants utilisent couramment le nom IGBT : Insulated Gate Bipolar Transistors.
Description générale
L’IGBT est un composant hybride qui résulte de l’intégration du transistor bipolaire de puissance (Bipolar Junction Transistor en anglais : BJT) et du transistor MOSFET sur le même substrat. Il combine donc les avantages du transistor bipolaire de puissance en conduction et celui du MOSFET en commutation. Cela permet d’avoir des pertes de conduction plus faibles qu’un MOSFET, tout en ayant une vitesse de commutation plus élevée qu’un BJT. Sa technologie permet également de bénéficier des faibles chutes de tension à l’état passant liées à sa conduction bipolaire, et une forte tenue en tension à l’état bloqué, tout en gardant une simplicité de commande par une grille isolée. Grâce à ces caractéristiques, l’IGBT est devenu un composant populaire dans les applications de l’électronique de puissance, car il remplace avantageusement les composants BJT et MOSFET, dans leurs limites d’utilisation et le transfert dans les domaines de forte tension (gamme de Kilovolts). Cependant, l’IGBT présente des inconvénients qui limitent ses performances (emballement thermique). Il est aujourd’hui fabriqué de manière discrète ou sous forme de module par de nombreux constructeurs (Mitsubishi Electric, Toshiba, Microsemi…). Jusqu’à maintenant, les IGBTs disponibles dans le commerce sous forme module couvrent une large gamme de courant pouvant allant de 1 A à 1500 A, d’une tension de 200 à 6500 V, et une gamme de fréquence de 60 Hz à 100 kHz. Le paragraphe suivant est consacré à la présentation de la structure technologique d’un IGBT typique (planar), ainsi que sa structure électronique équivalente.
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Table des matières
Introduction
Chapitre I : Mesures thermiques en électronique de puissance
1. Introduction
2. Module de puissance
3. Présentation du transistor IGBT
3.1. Brève histoire de l’IGBT
3.2. Description générale
3.3. Aperçu structurel
3.4. Circuit électrique équivalent
3.5. Les technologies de l’IGBT
3.5.1. Technologie Punch-Through
3.5.2. Technologie Non-Punch-Through
3.5.3. Comparaison entre les technologies Punch-Through et Non-Punch-Through
3.5.4. Technologie à grille en tranchée (Trench Gate)
3.6. Transfert de chaleur dans l’IGBT
3.7. Problèmes thermiques dans l’IGBT
4. Les méthodes de caractérisation en température
4.1. Méthodes électriques
4.2. Thermographie Infrarouge
4.3. Microscope thermique à sonde locale
4.4. Spectroscopie Raman
4.4.1. Principe physique
4.4.2. Mesure de la température par la spectroscopie Raman
4.5. La Thermoréflectance
4.6. Comparaison des différentes techniques de caractérisations thermiques
5. État de l’art sur la technique de thermoréflectance
5.1. Principe physique
5.2. Détection du signal de thermoréflectance ΔR
5.2.1. Principes de mesure homodyne
5.2.2. Principes de mesures hétérodynes (détection synchrone multiplexée)
5.2.3. Principe de mesures en régime transitoire
5.2.3. Récapitulatif des différentes techniques de mesure
5.3. Calibration en température
5.3.1. Calibration de k moyenne
5.3.2. Calibration par la méthode pixel par pixel
5.3.3. Comparaison des différentes techniques de mesure
5.4. Problématiques des mesures
6. Conclusion
Chapitre II : Traitement images en thermoréflectance
1. Introduction
2. Notions préliminaires sur le recalage d’image
2.1 Définition d’une image numérique
2.2. Définition du recalage d’image
2.3. Principe mathématique du recalage
2.4. Espace de transformation d’image
2.4.1. Domaine des transformations
2.4.2. Nature des transformations
3. Classification des méthodes de recalage
3.1 Méthodes du domaine spatial
3.1.1 Corrélation croisée à une dimension de signaux continus
3.1.2. Corrélation croisée à deux dimensions de signaux discrets
3.1.3. Corrélation croisée normalisée à deux dimensions
3.2 Méthodes du domaine fréquentiel
3.2.1. Outils fondamentaux pour les méthodes fréquentielles
3.2.1.1. Transformée de Fourier bidimensionnelle
3.2.1.2. Transformée de Fourier discrète bidimensionnelle
3.2.1.3. Transformée de Fourier rapide
4. Principe de subpixellisation dans les méthodes de corrélation
4.1. Corrélation de phase subpixellisé : Méthode de Foroosh
4.2. Corrélation croisée subpixellisé : Méthode de zero padding et FFT
4.3. Corrélation croisée subpixellisé : Méthode de Guizar
5. Application des méthodes de recalage par corrélation subpixellisé en thermoréflectance
5.1. Problématique relative aux mesures par thermoréflectance
5.2. Nature de la transformation subie par les images sous injection de puissance
5.3. Estimation de la translation entre les images
6. Choix de la méthode de recalage
6.1. Critères d’évaluation de la meilleure méthode : Facteurs de qualité
6.1.1. Intensité moyenne
6.1.2. Soustraction d’images
6.1.3. Moyenne des valeurs absolues des intensités des images soustraites
6.2. Application pratique de facteur des qualités sur les images
6.2.1. Moyenne des intensités d’images
6.2.2. Valeur absolue de la soustraction d’images
6.2.3. Valeur absolue de la moyenne des intensités des images soustraites
7.Choix du pas de subpixellisation optimal avec Guizar
7.1. Etude du pas de subpixellisation optimal
7.2. Étude de l’effet de recalage sur l’intensité d’un pixel
8. Étude de l’effet du recalage sur la calibration par la méthode de 4 buckets
9. Conclusion
Chapitre III : Optimisation du banc de thermoréflectance en régime statique
1. Introduction
2. Présentation du banc expérimental de thermoréflectance
2.1. Description générale
2.2. Equipement du banc expérimental de thermoréflectance
2.2.1. Microscope
2.2.2. LED
2.2.3. Filtres dichroïques
2.2.4. Caméra
2.2.5. Spectromètre optique
2.2.6. Contrôleur de température
2.2.7. Capteur de température à fibre optique
2.2.8. Platine de positionnement motorisée
2.2.9. Système piézo-électrique de focalisation
3. Réponse en tension de la LED
4. Stabilité et homogénéité de la LED
5. Linéarité des détecteurs optiques
6. Étude de bruit de la camera
6.1. Sources de bruits d’une caméra CMOS
6.1.1. Bruit de photons
6.1.2. Bruit d’obscurité
6.1.3. Bruit de lecture
6.1.4. Bruit total
6.2. Estimation expérimentale de bruit
6.2.1. Bruit de photons
6.2.2. Bruit d’obscurité
6.2.3. Bruit de lecture
6.2.4. Bruit total de la camera
6.2.5. Bruit total d’un pixel
6.2.6. Discussion sur le rapport signal à bruit
Conclusion
