MELANGEUR DE RECEPTION ET AMPLIFICATEUR FAIBLE BRUIT 

Télécharger le fichier pdf d’un mémoire de fin d’études

Emetteur‐ récepteur large bande

L’émetteur-récepteur est basé sur une architecture à conversion directe avec l’utilisation de deux voies différentielles I et Q. L’émetteur-récepteur transpose la bande de fréquence OFDM issue de la partie de traitement de la bande de base vers les fréquences RF dans la bande 6 GHz à 8.5 GHz pour la chaine d’émission et le chemin inverse pour la chaine de réception [4].
Notre choix de modulation UWB OFDM implique le traitement et la transmission de signaux en bande de base dont le spectre en fréquence est étalé entre 10 MHz et 510 MHz. La conception des blocs de notre circuit émetteur-récepteur UWB OFDM nécessite donc de nouvelles architectures. En particulier, les mélangeurs de fréquence demandent une largeur de bande passante très importante en valeur relative, sur l’entrée du mélangeur rehausseur de fréquence et sur la sortie du mélangeur abaisseur de fréquence. Une adaptation d’impédance de qualité doit être opérée sur la bande 10–510 MHz afin d’optimiser le gain de conversion d’une part et de réduire la distorsion de phase qui en résulterait d’autre part. Ce type de perturbation peut sensiblement distordre le signal OFDM et par conséquent dégrader le seuil de détection sur la chaine de réception OFDM. La conception du circuit LNA est moins délicate car son besoin en bande passante, relativement à la porteuse, est bien moins important.
L’architecture d’émetteur-récepteur visée est présentée dans la Figure 1.6. Un commutateur RF est utilisé pour multiplexer les voies radio fréquence d’émission (RF_Tx) et de réception (RF_Rx) sur une antenne UWB. Les signaux UWB-OFDM en bande de base des voies d’émission (BB_Tx) et de réception (BB_Rx), issus d’un circuit externe de modulation/démodulation OFDM, sont transposés sur les voies RF_Tx / RF_Rx à l’aide d’un synthétiseur de fréquence en quadrature de phase commandé digitalement. Un mélangeur abaisseur de fréquence et un amplificateur à gain variable (VGA) vont fournir les signaux I et Q de la voie BB_Rx. Un mélangeur rehausseur de fréquence va fournir le signal (RF_Tx). L’intérêt d’une modulation UWB OFDM se justifie par le besoin d’une vitesse de transmission de données élevée pour les applications visées ainsi que par le fait qu’une communication à courte distance UWB OFDM permet de s’affranchir de l’usage d’un amplificateur de puissance (PA), source de non-linéarités et d’une consommation électrique importante.

L’organisation du travail

Pour exposer l’ensemble des travaux, le rapport est articulé autour de cinq chapitres. Le premier chapitre présente les réseaux de capteurs sans fil en général et les réseaux de capteurs pour le domaine aérospatial, notamment les deux applications sur lesquelles nous travaillons. Le contexte de travail et l’architecture adoptée pour l’émetteur-récepteur ultra large bande sont également présentés. Le deuxième chapitre expose les différentes architectures, circuits et technologies utilisées dans les réseaux de capteurs sans fil et leurs caractéristiques en termes de débit, consommation et nombre de nœuds. Nous présentons la norme Européenne UWB et un état de l’art des éléments clé de l’architecture RF. Le troisième chapitre est dédié à la conception de mélangeur rehausseur de fréquence pour la chaîne d’émission. L’innovation de ce mélangeur réside dans son étage de transconductance qui utilise une contre-réaction pour l’adaptation d’impédance d’entrée. Le quatrième chapitre est consacré à la conception du mélangeur de réception qui est basé sur une cellule de Gilbert et qui utilise une inductance inter-étage pour avoir des performances constantes sur toute la largeur de fréquence. Dans ce chapitre, les travaux de conception et de simulation pour un amplificateur faible bruit sont également présentés. Le cinquième chapitre présente notre architecture d’oscillateur contrôlé en tension programmable.
Cet oscillateur fournit quatre signaux en quadrature de phase pour contrôler les mélangeurs. Ce chapitre décrit les différentes architectures d’émetteur et le choix d’architecture finale d’émetteur que nous avons fait. Nous présentons aussi les résultats de simulation de l’émetteur envoyé en fabrication. Nous terminerons ce mémoire de thèse en concluant sur le travail présenté et en donnant également quelques pistes pour l’évolution et la suite à donner à cette étude.

Etat de l’art

Introduction

« Réseaux de capteurs sans fil » est un terme générique désignant un système autonome de plusieurs capteurs, appelés nœuds, capables d’échanger des informations entre eux, par un réseau de liens sans fil [5]. Il existe une multitude de technologies de réseaux sans fil, toutefois ces technologies sont encore loin de répondre aux exigences demandées, surtout en terme de consommation et de nombre limite de nœuds dans un réseau.
Ce chapitre va présenter les différentes architectures de communication de réseaux de capteurs sans fil et leurs caractéristiques. Un bref aperçu de la technique ultra large bande (UWB) et de ses spécificités sera ensuite donné. Les techniques d’extension de la bande passante au niveau du circuit pour pouvoir fonctionner en UWB seront présentées. Dans les architectures de communication UWB, un élément clé est le mélangeur (comme présenté dans le Chapitre 1). Ce travail de thèse est essentiellement centré sur la conception d’un nouveau mélangeur UWB dans la bande 6–8.5 GHz (norme Européenne UWB). C’est pour ceci que nous ferons ici un état de l’art détaillé des différents types de mélangeurs et de leurs caractéristiques.

Architecture de communication

Chaque technologie de réseaux de capteurs sans fil présente ses propres caractéristiques en terme de débit, de fréquence, de consommation, de nombre de nœuds requis et de couverture radio. L’ensemble de ces technologies se base sur des architectures de communications, qui se déclinent en deux catégories :
Protocoles normalisés : Parmi les standards de communication les plus utilisés, nous pouvons noter : Bluetooth, Zigbee et le nouveau standard DASH7.
Ces protocoles sont destinés à être partagés et l’utilisateur n’est pas dépendant du fournisseur du/des couches de communications (PHY/MAC).
Protocoles spécifiques propriétaires : Le système de capteurs sans fil fourni par la société MicroStrain, qui est un système d’acquisition de données haut débit.
Ce système est basé sur le protocole IEEE 802.15.4 et peut atteindre des couvertures radio entre 70 m et 300 m [6]. Ces protocoles ne sont pas destinés à être partagés et l’utilisateur est dépendant des couches de communications du fournisseur.
Dans les paragraphes suivants nous présentons les protocoles présentant les plus faibles consommations énergétiques, leurs performances et leurs limites associées.

Bluetooth

La norme Bluetooth a été conçue pour présenter une faible consommation et permettre de réduire le coût de conception des communications sans fil à courte distance. Originalement conçue comme une alternative aux liaisons câblées,
le Bluetooth est utilisé pour connecter différents types d’équipements comme les périphériques informatiques tels que souris et clavier, ou bien audio (écouteur sans fil) [7].
La norme Bluetooth exploite les fréquences ISM 2.4 GHz et utilise 79 canaux présentant une bande passante de 1MHz. La portée du Bluetooth est de 10 m environ. En augmentant la puissance d’émission, la portée peut atteindre 100 m [8].

ZigBee

Le standard ZigBee [9] est basé sur une réutilisation de la couche physique de radiocommunications définie par le standard IEEE 802.15.4 [10] en y rajoutant une couche réseau spécifique. La Figure 2.2 présente les couches des standards ZigBee et IEEE 802.15.4. Ce protocole exploite également la gamme de bande de fréquence ISM 2.4 GHz, libre de droit d’exploitation.

DASH7

DASH7 est une norme de communication à très faible consommation pour les réseaux de capteurs sans fil. Originalement conçu pour un usage militaire, elle est maintenant proposée pour des applications commerciales. DASH7 possède une portée de plus de 2 km, une durée de vie de batterie de 10 ans avec une capacité de maillage et de pénétration des obstacles. DASH7 est connu sous le nom ISO 18000-7 [11]. Cette technologie utilise les fréquences 433 MHz, ce qui correspond à une longueur d’onde de 70 cm. Etant donné la fréquence utilisée, la difficulté d’usage de cette norme se situe dans la conception d’antennes compactes [12].

Communication ultra large bande (UWB)

Tous les protocoles de communications décris précédemment utilisent un canal de communication présentant une bande passante peu importante. D’autres techniques de communication consistent à moduler un signal dont le spectre en fréquence est très étalé. Cette technique est dénommée Ultra Large Bande (UWB) et offre plusieurs avantages. Le premier de ces avantages est que la vitesse de transmission des informations est augmentée, en vertu des conditions de Nyquist et Shannon : Débit max 12 B
Où C est la capacité de canal en bits/s, B est la bande passante en Hertz et SNR est le rapport signal sur bruit. Ces formules montrent que d’une part la vitesse limite de transmission de données est d’autant plus grande que la bande passante du signal est élevée et d’autre part qu’avec un rapport signal sur bruit donné, la capacité limite d’un canal de communication, c’est-à-dire la vitesse maximale qu’il est possible d’obtenir, est proportionnel à la bande passante du signal porteur d’information. Enfin, pour une capacité de canal donnée, plus la bande passante du signal porteur d’information est élevée, plus faible sera le rapport signal sur bruit requis.
Une transmission de données utilisant un large spectre de fréquence permet ainsi de réduire la puissance du signal d’émission radio, à environnement physique donné. Cette technique permet de limiter les probabilités d’interférence avec les autres protocoles de communication.
Contrairement à une transmission à bande étroite qui utilise une grande puissance de transmission, la technique de l’ultra large bande utilise une transmission sur une grande bande passante avec une limitation en puissance (Figure 2.3). L’organisme de régulation des communications américaine (FCC) a attribué à l’UWB une bande de fréquence s’étalant de 3.1 GHz à 10.6 GHz pour ce type de communication radio, en spécifiant les limites d’émissions radio en terme de densité spectrale de puissance.
L’UWB se décline en deux systèmes :
Le premier utilise un signal de forme impulsionnelle pour transporter une information. Le spectre s’étale donc sur une large portion de l’espace des fréquences.
Le second combine plusieurs signaux à bande étroite sur une large plage de fréquence. Ces signaux sont de type sinusoïdaux est ont la particularité d’être intercalés de manière orthogonale (en quadrature de phase). Ces systèmes sont dénommés multi-bandes OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing).

Bande de fréquences en norme européenne

La bande passante spécifiée par le FCC au sujet des communications UWB ne s’applique pas en Europe. En Europe, la bande de fréquence UWB s’étale de 6 GHz à 8.5 GHz. Selon le standard haut débit ECMA-368 [13], la Figure 2.4 présente la répartition en fréquence et précise la bande européenne. La bande de fréquence est divisée en sous-bandes de 528 MHz, les fréquences centrales des bandes sont calculées par : FC 2904 528.n MHz n 1…14

Limitation de puissance

Comme évoqué précédemment, les réglementations internationales limitent la puissance de ces émissions radio. Le niveau de puissance limite, en sortie de l’antenne d’émission est limité suivant le gabarit de la figure ci-dessous [14].
En Europe, un masque spectral limitant l’émission de signaux UWB à la bande 6 GHz – 8.5 GHz avec une densité spectrale de puissance de -41.3 dBm/MHz (Figure 2.5). L’émission est également autorisée dans la bande 3.8 GHz – 6 GHz mais avec une densité spectrale de puissance de -70 dBm/MHz. Une telle limitation de puissance dans la bande 3.8 GHz – 6 GHz ne permet pas d’assurer une liaison fiable entre deux systèmes distants [15]. La courbe en pointillés présente la limitation de densité spectrale par le FCC (aux USA), cette limitation est de -41.3 dBm/MHz pour les fréquences de 3.1 GHz à 10.6 GHz.
Nous avons choisi l’utilisation de la bande 6 GHz à 8.5 GHz conformément à la limitation de puissance en norme Européenne. La limitation de niveau de puissance réduit les interférences avec les autres systèmes et offre la possibilité de coexistence avec les autres systèmes de communication.

La technique UWB à 60 GHz

Au delà de la bande de fréquence de 3.1 GHz à 10.6 GHz, le FCC a également attribué des bandes de fréquences, libres de droit d’exploitation, aux alentours des 60 GHz, entre 57 GHz et 64 GHz, pour les transmissions UWB [16]. L’utilisation de ces bandes de fréquence offre de nouvelle possibilité d’utilisation des communications à courte distance tel que les liaisons à haut débit de type « real streaming ». De plus, la réalisation de communication à haut débit de l’ordre du Giga Bits/s ne demande plus nécessairement une modulation complexe telle de l’OFDM. Une bande passante de canal de communication radio, de l’ordre du Giga Hertz, n’est pas incompatible avec l’utilisation d’une architecture de circuit radio plus classique. En effet, la largeur relative de canal de communication est bien plus faible à ces fréquences (~1/60 soit 1.7% environ). L’autre avantage de ces bandes de fréquences est de réduire la complexité des circuits passifs RF tels que les antennes, filtres duplexeur ou passe bande. L’usage de circuits passifs MMIC comme les inductances est moins problématique en terme de surface occupée.
Enfin, l’augmentation des pertes par propagation qui découle de ces valeurs de fréquences permet de réduire la sensibilité du canal de communication radio aux trajets multiples. Cet attrait est compensé par le niveau élevé des pertes par propagation, qui peut être en partie pallié par l’utilisation d’antenne directives et d’une configuration physique de liaison radio en vue directe [17]. La réalisation d’antennes compactes et directives est plus simple à ces valeurs de fréquences. Il est ainsi possible d’espérer réaliser une intégration on-chip d’un circuit émetteur-récepteur radio muni de ses filtres et son antenne, ce qui représenterait un gain de miniaturisation et de coût important.
Les travaux décrits dans ce mémoire de thèse s’inscrivent dans le cadre d’un projet de recherche et d’innovation industriel. La finalité de ces travaux est de répondre aux besoins futurs en matière de liens radio haut débit dans le domaine de la métrologie. A cette fin, et pour des raisons économiques et de droits, il est impératif de respecter le droit des télécommunications international d’une part et de la communauté Européenne d’autre part. Ces contraintes, ainsi que des raisons techniques, ont déterminées le choix d’utiliser les bandes de fréquences situées dans la gamme 6 GHz – 8.5 GHz. Ce choix impose donc une largeur relative de canal de communication radio importante et dictera notre topologie de circuit de communication. Une modulation à très large bande passante est requise ce qui va imposer des spécificités aux différentes sous fonction des circuits radio pour ne pas déformer les signaux à transmettre. Les paragraphes suivants résument les différentes solutions techniques pour augmenter, en valeur relative, la largeur de bande d’un circuit électronique.

Techniques d’extension de la bande passante

Les circuits RF se déclinent en deux grandes catégories : circuits à bande étroite et circuit ultra large bandes (UWB). La conception des circuits ultra large bande impose l’utilisation de circuits présentant des bandes passantes importantes, relativement à leur fréquence centrale. Des techniques d’élargissement de la bande passante sont utilisables afin de réaliser de tels circuits RF. Nous citons dans cette partie trois techniques d’extension de la bande passante.

Contre‐réaction

La contre-réaction est une technique qui permet d’augmenter la bande passante d’un quadripôle en abaissant son gain (Figure 2.6). Le produit gain*bande restant une constante du système. Cette technique sera utilisée pour l’adaptation d’impédance dans le mélangeur d’émission (Chapitre 3).

Utilisation d’éléments distribués

Cette technique se base sur l’utilisation de plusieurs transistors, séparés par des éléments de ligne à retard. Des inductances sont utilisées, qui combinées aux capacités de grille des transistors MOS, permettent de réaliser ces lignes à retard [18]. La multiplicité des transistors fait que cette technique ne convient pas aux applications à faible consommation. La Figure 2.7 présente un exemple d’un amplificateur distribué.

Table des matières

LISTE DES TABLEAUX
CHAPITRE 1 INTRODUCTION A LA THEMATIQUE DE RECHERCHE
1.1 Les réseaux de capteurs sans fil
1.1.1 Introduction
1.1.2 Réseau de capteurs pour l’aérospatial
1.2 Objectifs et contributions
1.3 Emetteur‐récepteur large bande
1.4 L’organisation du travail
CHAPITRE 2 ETAT DE L’ART
2.1 Introduction
2.2 Architecture de communication
2.2.1 Bluetooth
2.2.2 ZigBee
2.2.3 DASH7
2.2.4 Comparaison entre les différents standards des réseaux des capteurs sans fil
2.3 Communication ultra large bande (UWB)
2.3.1 Bande de fréquences en norme européenne
2.3.2 Limitation de puissance
2.3.3 La technique UWB à 60 GHz
2.4 Techniques d’extension de la bande passante
2.4.1 Contre‐réaction
2.4.2 Utilisation d’éléments distribués
2.4.3 Double adaptation
2.5 Les mélangeurs
2.5.1 Principe du mélangeur
2.5.2 Paramètres de performance des mélangeurs
2.5.3 Types des mélangeurs
2.5.4 Topologies des mélangeurs
2.5.5 Cellule de Gilbert
2.5.6 Mélangeurs à rejection d’image et mélangeurs sous‐harmonique
2.5.7 Autres topologies des mélangeurs
2.6 Conclusion
CHAPITRE 3 MELANGEUR D’EMISSION
3.1 Introduction
3.2 La technologie CMOS 130 nm
3.2.1 Présentation de la technologie
3.2.2 Layout et règles DRC
3.2.3 La protection contre les ESD
3.3 La conception du mélangeur d’émission
3.3.1 La topologie du mélangeur
3.3.2 L’étage d’entrée
3.3.3 L’étage de commutation et l’étage de sortie
3.4 Les résultats de simulation du mélangeur d’émission
3.5 Layout du circuit
3.6 Les résultats expérimentaux du mélangeur d’émission
3.6.1 Le banc de mesure
3.6.2 Les pertes dans les câbles
3.6.3 Les résultats de mesure
3.7 Comparaison avec l’état de l’art
3.8 Conclusion
CHAPITRE 4 MELANGEUR DE RECEPTION ET AMPLIFICATEUR FAIBLE BRUIT 
4.1 Introduction
4.2 La conception du mélangeur de réception
4.2.1 Le schéma général
4.2.2 L’inductance d’adaptation inter‐étage
4.3 Les résultats de simulation du mélangeur de réception
4.4 Layout du circuit et simulations post‐layout
4.4.1 Simulations post‐layout
4.5 Les résultats expérimentaux
4.5.1 Le banc de mesure
4.5.2 Les résultats de mesure
4.6 Comparaison avec l’état de l’art pour notre mélangeur
4.7 Conception du LNA
4.7.1 Etat de l’art des amplificateurs faible bruit
4.7.2 La conception du LNA
4.7.3 Les résultats de simulation du LNA
4.7.4 Layout du circuit
4.7.5 Comparaison avec l’état de l’art
4.8 Conclusion
CHAPITRE 5 EMETTEUR
5.1 Introduction
5.2 Les types d’émetteurs
5.3 Le choix de l’architecture
5.4 La bande de base
5.5 La génération de fréquence
5.5.1 La génération des signaux en quadrature
5.5.2 L’oscillateur contrôlé en tension
5.5.3 La topologie de VCO adoptée pour l’architecture de communication
5.5.4 Les résultats expérimentaux pour la topologie de VCO adoptée
5.5.5 La PLL (Phase Locked Loop)
5.6 Le coupleur utilisé dans l’émetteur
5.6.1 Conception du coupleur
5.6.2 Résultats de simulation du coupleur
5.7 Résultats de simulation de l’émetteur
5.8 Layout de l’émetteur
5.9 Conclusion
CHAPITRE 6 CONCLUSION ET PERSPECTIVES
6.1 Conclusion
6.2 Perspectives
ANNEXES
ANNEXE A L’ETAGE DE TRANSCONDUCTANCE AVEC CONTRE­REACTION DU MELANGEUR D’EMISSION
A.1 Introduction
A.2 Schéma du circuit
A.3 Modèle petit signal du circuit
1) Le montage sans contre‐réaction
2) Le montage avec contre‐réaction
A.4 Etude du circuit sans contre‐réaction
1) L’expression du gain
2) L’expression de l’impédance d’entrée
3) Analyse des résultats
A.5 Etude du circuit avec contre‐réaction
1) L’expression du gain
2) L’expression de l’impédance d’entrée
3) Analyse des résultats
A.6 Conclusion
ANNEXE B MELANGEUR REHAUSSEUR DE FREQUENCE EN TECHNOLOGIE CMOS 180 
B.1 Introduction
B.2 Technologie CMOS 180 nm
B.3 Conception du mélangeur
B.4 Choix de point de polarisation
B.5 Résultats de simulation
B.6 Conclusion et perspectives
ANNEXE C AMPLIFICATEUR TRANSIMPEDANCE LARGE BANDE EN TECHNOLOGIE BICMOS 130 NM
C.1 Introduction
C.2 Application
C.3 Conception du circuit
C.4 Résultats de simulation
C.5 La technologie BiCMOS9MW de ST Microelectronics
C.6 Le layout du circuit
C.7 Conclusion
ANNEXE D LISTE DES ABREVIATIONS
REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUES

Télécharger le rapport complet