Les composants semi-conducteurs pour la conversion d’énergie à hautes fréquences

Les composants semi-conducteurs pour la conversion d’énergie à hautes fréquences

Présentation de composants semi-conducteurs en électronique de puissance

Contexte

De nombreuses applications réclament des alimentations spécifiques à haut rendement réalisées à partir de sources d’énergie de caractéristiques fixes. La conversion de l’énergie électrique consiste en la transformation du signal électrique (amplitude, fréquence, phase) fourni par une source pour l’adapter à la charge [I.1], [I.2]. Le champ d’application de l’électronique de puissance s’étend aujourd’hui à de nombreux sujets d’actualité parmi lesquels on peut citer plusieurs applications en lien avec les thématiques de recherche du laboratoire L2EP :
• Les convertisseurs DC/DC pour le transport électrique au sein des réseaux Haute Tension HVDC (Modular Multilevel Converter (MMC))
• Le stockage hybride pour la traction électrique (convertisseurs pour l’hybridation des sources d’énergie)
• Les convertisseurs intégrés pour la commande rapprochée des machines électriques (projet Convertisseur d’Energie Intégré et Intelligent (CE2I))
• Les alimentations dans les systèmes embarqués (alimentations à découpage, chargeurs électriques compacts…) .

L’électronique de puissance effectue le lien entre source et charge par instants au moyen de composants semi-conducteurs jouant le rôle d’interrupteurs électroniques [I.3], [I.4]. L’efficacité énergétique des convertisseurs est directement liée aux caractéristiques de ces semi-conducteurs qui peuvent être classés en trois catégories :
• Les interrupteurs non commandés : les diodes
• Les interrupteurs commandés à la fermeture uniquement : les thyristors
• Les interrupteurs commandés à l’ouverture et à la fermeture : les transistors et les thyristors « Gate Turn-Off » (GTO) .

Parmi les transistors, on retrouve deux types : les transistors bipolaires et les transistors unipolaires, dits à effet de champ. Le transistor bipolaire contrôle le déplacement de charges électriques à travers deux jonctions PN en opposition (transistors NPN ou PNP) [I.5], [I.6], alors que le transistor à effet de champ contrôle le déplacement de charges (électrons ou trous) entre source et drain au travers d’un canal par une troisième électrode, la grille [I.7], [I.8]. En régime de commutation, malgré une bonne robustesse aux fortes puissances, le transistor bipolaire présente plusieurs inconvénients comparativement au transistor à effet de champ, comme une consommation importante de la commande due au passage en continu d’un courant électrique, des temps de commutation plus élevés (de plusieurs centaines de nanosecondes comparé à quelques dizaines de nanosecondes maximum pour un transistor à effet de champ). Pour des applications de conversion d’énergie à hautes fréquences, on préfèrera donc la structure à effet de champ plus performante, notamment avec l’exploitation actuelle des matériaux « grands gap ». Parmi les structures de composant SiC et GaN les plus populaires pour des applications d’électronique de puissance, on citera les transistors « Metal Oxyde Semiconductor Field Effet Transistor » (MOSFET) en SiC [I.8] et « High Electron Mobility Transistor» (HEMT) en GaN.

Avec l’émergence des matériaux grands gap, des diodes de type Schottky combinant faible tension de seuil, recouvrement inverse quasi inexistant (faible charge stockée) sont aujourd’hui disponibles [I.7]. Ces composants s’ajoutent aux transistors MOSFET et HEMT sur la liste des semi-conducteurs les plus prometteurs dans l’optique de la montée en fréquence des convertisseurs statiques [I.9].

La diode de puissance

Les semi-conducteurs présents dans les systèmes en électronique de puissance sont utilisés pour laisser passer ou interrompre le courant électrique périodiquement (fonctionnement en interrupteur). Ces composants possèdent deux états de fonctionnement en régime établi : un état passant (ON) et un état bloqué (OFF). Il existe des semi-conducteurs non-commandés tels que les diodes. La diode est un dipôle formé soit par une association de deux semi-conducteurs de dopage opposé soit par une association métal/semiconducteur, formant une jonction et deux terminaisons : une anode, notée A, et une cathode, notée K [I.5]. En électronique de puissance, à fortes tensions (supérieures à 40V) et fort courant, les diodes bipolaires PiN et les diodes Schottky, dont les structures de base sont représentées sur la figure I.1, sont les principales diodes utilisées. Les diodes PiN sont constituées d’une zone intrinsèque faiblement dopée située entre deux semi-conducteurs, un premier dopé positivement (p+) et un second dopé négativement (n+). Cette zone intermédiaire permet d’obtenir une tension de blocage de plusieurs kilovolts. Pour des applications à hautes fréquences, les diodes Schottky, basées sur un contact entre un métal et un semiconducteur, sont généralement préférées aux diodes PiN car elles présentent une tension de seuil plus basse et des capacités parasites plus faibles (moins de charges stockées) leur permettant de commuter plus rapidement. En revanche, les diodes Schottky présentent également une résistance à l’état passant plus dépendante de la température que les diodes PiN.

Le transistor de puissance à effet de champ

Les transistors sont des composants électroniques pouvant être commandés à la fermeture et à l’ouverture. Les principaux utilisés pour l’électronique de puissance rapide sont des transistors à effet de champ [I.7], [I.8]. Ils sont constitués d’un canal dans lequel circule un courant électrique du drain vers la source. Le niveau de courant électrique circulant dans le canal est modulé par l’application d’une différence de potentiel entre la grille et la source.

• Lorsque la tension grille-source est inférieure à la tension de seuil ??? < ??? : le transistor est bloqué, le courant de drain ?? est nul quel que soit la tension appliquée entre drain et source ???.
• Lorsque ??? < ??? − ??? : la caractéristique ??(???) est linéaire avec un coefficient de proportionnalité égal à la résistance entre drain et source ???. Cette zone est appelée zone ohmique. Elle correspond à un état passant du transistor à faible puissance dissipée.
• Lorsque ??? > ??? − ??? : le courant de drain ?? atteint une valeur de saturation. La caractéristique ??(???) devient non linéaire. Cette zone est appelée zone de saturation. Elle correspond à un état passant du transistor à forte puissance dissipée.

D’un point de vue modélisation électrique, dans son fonctionnement en régime établi, le transistor se comporte comme une source de courant ?? contrôlée par deux tensions ??? et ???. Cette source a un comportement non linéaire vis-à-vis de ces deux tensions couvrant les trois zones de fonctionnement décrites ci-dessus. Le courant traversant le transistor à l’état passant doit être choisi de sorte à ce que le composant fonctionne dans sa zone ohmique afin de limiter les pertes par conduction et éviter sa destruction. Dans ce cas, le transistor se comporte comme une résistance variable ???(??) dont la valeur sera directement influencée par la tension de commande ??? et la température de jonction. On remarque que la résistance à l’état passant diminue lorsque la tension ??? augmente et qu’elle augmente lorsque la température de jonction ?? augmente.

Le comportement dynamique d’un transistor de puissance intervient durant les commutations, c’est-àdire pendant les transitions entre les états bloqué et passant. Durant ces phases les éléments parasites du composant, notamment les capacités présentes entre les électrodes, influent sur les formes d’ondes de courant et tension et donc sur les pertes par commutation.

Les formes d’onde de commutation sur une période de fonctionnement sont décrites comme suit :

De 0 à ?1 : La tension de commande de grille ???? passe à ????, la capacité ??? du transistor se charge à travers la résistance de grille ??. A ?1, la tension de grille ??? atteint la tension de seuil ???.

De ?1 à ?2 : Lorsque ??? devient supérieur à ???, le transistor commence à conduire, le courant ?? croit et la phase 1 commence. La variation de courant au sein du transistor ???/?? induit une chute de tension aux bornes de l’inductance parasite ?? faisant décroitre la tension ??? aux bornes du transistor. Le courant ?? traversant la diode décroit dans les mêmes proportions que le courant ?? croit. Lorsque le courant ?? atteint zéro la diode commence son recouvrement inverse. A ?2, le courant ?? atteint son maximum ??? égal à la somme du courant ??? et du courant maximal inverse de la diode. La capacité ??? se charge durant cette étape et la tension ??? continue de croitre.

De ?2 à ?3 : la diode se bloque. Les courant ?? redescend à la valeur du courant de charge ???, la tension ??? diminue alors légèrement. Les capacités ??? et ??? se déchargent à travers le canal, ainsi les tensions ??? et ??? décroissent. La diminution de la tension ??? s’oppose à l’augmentation de ???, la capacité ??? ne se charge plus. Ce phénomène de ??? constant, égal à la tension dite de plateau ???, est appelé effet Miller. A ?3 la tension ??? atteint sa valeur minimale ????? induite par la chute de tension due à la résistance ????? du transistor.

De ?3 à ?4 : la capacité ??? étant déchargée, la tension ??? continue de croitre jusqu’à atteindre ???? à ?4. La mise en conduction du transistor se termine à cet instant.

La commutation au blocage est similaire à la mise en conduction, elle est également divisée en quatre étapes :

De ?5 à ?6 : La tension de commande de grille ???? s’annule. Les capacités ??? et ??? se déchargent, ainsi la tension ??? décroit.

De ?6 à ?7 : La tension ??? augmente, ainsi les capacités ??? et ??? se chargent. L’augmentation de la tension ??? s’oppose à la diminution de ??? impliquant une nouvelle tension de plateau durant cette étape. L’augmentation de ??? implique la diminution de la tension aux bornes de la diode, ainsi la capacité ?? de la diode se décharge. Le courant déchargeant la diode diminue le courant ??. A ?7, la tension ??? atteint ???.

De ?7 à ?8 : la tension ??? continue de décroitre, la diode commence à conduire et le courant ?? chute jusqu’à atteindre zéro lorsque la tension ??? devient inférieure à ??? à ?8. La variation du courant ???/?? induit une surtension ??? de ???.

De ?8 à ?9 : La capacité ??? continue de se décharger jusqu’à ce que la tension ??? s’annule à ?9 .

Les inductances parasites ????? , ????? , ????? peuvent avoir différentes origines selon les composants et l’environnement (mise en boitier, connectique interne, connexions externes sur le circuit imprimé, inductances des pistes sur circuit imprimé, couplage mutuelle des pistes…). Chacune de ces inductances a des conséquences différentes sur les performances du convertisseur. Comme vu précédemment, l’inductance ????? est à l’origine de surtensions ( ????t ???(?)/?t ) lors du blocage du transistor mais également de résonances hautes fréquences avec les capacités parasites ???, ???, ?? des semiconducteurs de puissance [I.12]. L’interaction entre l’inductance ????? et les capacités de grille ???, ??? entraine des oscillations de la tension de grille pouvant être à l’origine de mises en conduction et blocages intempestifs du transistor, de détérioration du composant etc… C’est pourquoi la maille de grille doit être particulièrement soignée lors de la conception d’un convertisseur. Enfin, l’inductance ????? , appelée également inductance commune de source, est un élément critique car elle se situe à la fois dans le circuit de commande (grille-source) et dans le circuit de puissance (drain-source) du transistor. Une variation du courant de drain induit une tension aux bornes de ????? qui va s’opposer à l’évolution de la tension ??? et ainsi ralentir la commutation, donc augmenter les pertes [I.13]. Dans le cas d’une cellule de commutation composée d’un bras de transistors (diode D remplacée par un second transistor), une inductance ????? trop importante peut entrainer une conduction simultanée des deux transistors [I.14] provoquant de fait un court-circuit de la source d’alimentation du convertisseur. Dans le paragraphe suivant, l’impact de ces éléments parasites sur la montée en fréquence des convertisseurs sera abordé.

Table des matières

Introduction générale
Chapitre I : Introduction à la modélisation de transistors de puissance GaN pour la conception de convertisseurs statiques fonctionnant à hautes fréquences
Introduction
I.1. Les composants semi-conducteurs pour la conversion d’énergie à hautes fréquences
I.1.1. Présentation de composants semi-conducteurs en électronique de puissance
I.1.1.1. Contexte
I.1.1.2. La diode de puissance
I.1.1.3. Le transistor de puissance à effet de champ
I.1.2. La cellule de commutation
I.1.3. Montée en fréquence des convertisseurs
I.1.4. Convertisseurs à haute densité de puissance
I.2. Les transistors de puissance GaN
I.2.1. Intérêt du nitrure de gallium pour l’électronique de puissance hautes fréquences
I.2.2. Technologies et propriétés des transistors de puissance GaN
I.2.2.1. La structure GaN HEMT
I.2.2.2. Technologies des transistors GaN « normally-off»
I.2.2.3. Phénomène de résistance dynamique dans les transistors GaN HEMT
I.2.3. Etat de l’art des transistors de puissance GaN
I.3. Modélisation des transistors de puissance GaN
I.3.1. Intérêt de la modélisation des transistors de puissance GaN
I.3.2. Modélisation physique
I.3.3. Modélisation comportementale
Conclusion
Bibliographie du chapitre I
Chapitre II : Caractérisation en paramètres S d’un transistor de puissance GaN en boitier
Introduction
II.1. Techniques de caractérisation du transistor de puissance GaN par la mesure de paramètres S
II.1.1. La mesure des paramètres S
II.1.2. Caractérisation en paramètres S des transistors GaN
II.1.3. Dispositifs de caractérisation en paramètres S d’un transistor de puissance GaN en boitier
II.1.4. Caractérisation en paramètres S sous des polarisations jusqu’à 400 V et 10 A
II.2. Détermination des éléments d’accès du transistor GaN
II.2.1. Détermination des éléments d’accès du transistor GS66502B
II.2.2. Détermination des éléments d’accès d’un transistor GaN avec source Kelvin
II.2.3. Dépendance en température des résistances d’accès
II.3. Caractérisation des capacités inter-électrodes
II.3.1. Mesure des capacités inter-électrodes en fonction de ???
II.3.2. Mesure des capacités inter-électrodes en fonction de ???
Conclusion
Bibliographie du chapitre II
Chapitre III : Modélisation électrothermique d’un transistor de puissance GaN en boitier
Introduction
III.1. Modélisation électrique du transistor GaN
III.1.1. Modélisation des capacités inter-électrodes
III.1.2. Modélisation des sources de courant
III.1.3. Implémentation du modèle électrique du transistor GaN sous ADS
III.2. Modélisation thermique du transistor GaN
III.2.1. Mesures de puissance dissipée en régime pulsé
III.2.2. Modélisation thermique
III.2.3. Implémentation du modèle thermique
III.3. Modélisation du phénomène de résistance dynamique
III.3.1. Modélisation par compensation de la tension grille-source
III.3.2. Modélisation par la résistance de drain
III.3.3. Comparaison des modèles de la résistance dynamique
Conclusion
Bibliographie du chapitre III
Conclusion générale

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