Les communications UWB par impulsion (IR-UWB)

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Le modèle IEEE 802.15.4a

Le modèle IEEE 802.15.4a s’inspire du modèle Saleh-Valenzuela et du modèle IEEE 802.15.3a [72] [84]. Il étend ces deux derniers pour prendre en compte des environnements indoor et outdoor sur des portée radio allant jusqu’à 20 mètres. L’étalement des échos (delay spread) est donc plus important.
Le path loss est modélisé par une loi de type path loss exponent comme l’illustre le tableau 2.3, où l’on recense également l’écart type σs d’une variable aléatoire Gaussienne de moyenne nulle, qui est utilisée pour modéliser le shadowing.
Les effets à petite échelle sont modélisés par un ensemble de réponses impulsionnelles complexe où la phase de chaque trajet est spécifiée par θkl. Le modèle IEEE 802.15.4a prend en compte, en fonction de l’environnement, la possibilité que le premier trajet ne soit pas le trajet dominant. Une dépendance fréquentielle est également proposée mais cette dernière est sujette à controverse [67] [85] [86]. Elle est censée apporter une précision supplémentaire dans la modélisation des diffractions en fonction de la fréquence. Une loi de Nakagami est utilisée pour modéliser l’amplitude des trajets pour prendre en compte le fading. Les temps d’arrivée des trajets dans un cluster suivent une double loi de Poisson. L’écart entre deux trajets suit une loi de Poisson de paramètre λ1 ou λ2 suivant, respectivement, une probabilité a ou 1-a.
Neuf environnements sont proposés : indoor residential LOS/NLOS, indoor office LOS/NLOS, outdoor LOS/NLOS, indoor industrial LOS/NOS et open outdoor. La figure 2.15 représente, pour chaque environnement, une réalisation possible de réponse impulsionnelle. Le tableau 2.3 résume également les caractéristiques du power dealy profile comme l’étalement des échos et le nombre de trajets significatifs.

L’impact des antennes

Pour les modèles de canaux présentés jusqu’ici, l’impact des antennes n’est pas pris en compte de façon réaliste. Les antennes modélisées en émission et réception sont idéales et omnidirectives. Cela veut dire que leurs caractéristiques sont constantes quelles que soient la fréquence et la bande du signal. Pour les techniques à bande étroite, un coefficient d’atténuation est utilisé pour leur modélisation dans les pertes de propagation. Ceci est possible car l’antenne, pour un signal à bande étroite, est construite autour d’une fréquence de résonance. La modélisation par une constante était donc envisageable. Avec les techniques à ultra large bande, les caractéristiques de l’antenne comme son gain, sa linéarité ou son rendement varient avec la fréquence et la forme d’onde utilisée [38]. L’impact de l’antenne n’est dès lors plus négligeable ou modélisable par un simple coefficient [72]. Une antenne UWB agit comme un filtre. Une modélisation en fréquence (réponse fréquentielle) et en temps (réponse impulsionnelle) est nécessaire. Les antennes UWB sont souvent approximées par un comportement de dérivateur en émission et en réception [38]. L’antenne UWB d’émission dérive une fois l’impulsion transmise. En réception, l’impulsion est une seconde fois dérivée par l’antenne de réception. Les antennes augmentent également la durée des impulsions transmises.
Le diagramme de rayonnement de l’antenne doit également être pris en compte car il va impacter à la fois les pertes de propagation du canal en fonction du gain dans la direction considérée et la répartition des multi trajets. En effet, plus l’angle d’ouverture de l’antenne est étroit, plus la différence de longueur entre les multi trajets est faible. L’étalement des échos s’en trouve alors réduit. La figure 2.16 illustre l’impact du type d’antenne utilisé sur les caractéristiques à petite échelle du canal. Les antennes directives permettent une diminution de l’étalement des échos et une augmentation de la puissance reçue (si les antennes d’émission et de réception sont alignées) [24] [87]. Une analyse mathématique démontre ces faits dans le chapitre 3.

Modèle statistique pour les canaux UWB autour de 60 GHz

La longueur d’onde des signaux dans la bande des 60 GHz est de l’ordre du demi-centimètre. Cette bande millimétrique souffre donc d’une atténuation de propagation plus forte qu’entre 3 et 10 GHz. L’utilisation d’antennes directives est moins coûteuse au regard de l’encombrement. Elles sont donc couramment utilisées dans les systèmes UWB à 60 GHz pour compenser les pertes de propagation. Elles doivent donc être prises en compte dans la modélisation du path loss, du fading et du power delay profile.

Le modèle IEEE 802.15.3c

Le groupe de travail de l’IEEE 802.15.3c définit un standard de couche physique haut débit courte portée à 60 GHz. Un modèle statistique du canal radio a été proposé pour évaluer et comparer les différentes propositions de couche PHY.
Le modèle IEEE 802.15.3c est le résultat de nombreuses mesures entre 57 et 66 GHz [88]. Principalement deux nouveautés sont proposées : la prise en compte des antennes directives et l’utilisation d’un modèle TSV basé sur le modèle Saleh-Valenzuela et sur le modèle à deux trajets [89] [90]. Huit environnements LOS et NLOS sont modélisés : residential LOS/NLOS, office LOS/NLOS, library LOS/NLOS, desktop LOS/NLOS. Pour chaque environnement le modèle fournit, en fonction des diagrammes de rayonnement des antennes en émission et en réception, une modélisation du path loss, du shadowing, du power delay profile, et de l’angle d’arrivée (AoA – Angle of Arrival) des trajets.
Le path loss est modélisé par : PL(d)[dB] = PL(d)[dB] + X s[dB] , (2.20)
où PL est le path loss, d la distance entre l’émetteur et le récepteur, PL est le path loss moyenné sur la bande de fréquence du signal, et Xs est une variable aléatoire Gaussienne de moyenne nulle et d’écart type σS modélisant le shadowing. Le path loss moyen suit le modèle du path loss exponent, où les pertes de propagation dépendent d’un coefficient de propagation n et du path loss à la distance de référence d0 :PL(d)[dB] = PL0[dB] + 10 n log10 0 .
⎜ ⎜ ⎝ ⎛ dd⎟ ⎟ ⎠ ⎞ La littérature montre que n varie entre 1,2 et 2 pour des scénarios LOS et entre 2 et 10 pour des scénarios NLOS.
Les phénomènes à petite échelle sont modélisés par le power delay profile qui dépend de la réponse impulsionnelle du canal. Le modèle IEEE 802.15.3c s’inspire du modèle de Saleh-Valenzuela et du modèle de propagation à deux trajets. Pour les environnements NLOS, le modèle de Saleh-Valenzuela est utilisé seul, alors que pour les environnements LOS, une combinaison du modèle Saleh-Valenzuela et du modèle de propagation par deux trajets est utilisé : le modèle TSV (Triple S – Valenzuela) [89] [90]. L’utilisation seule du modèle de Saleh-Valenzuela n’est plus possible car les antennes directives réduisent grandement l’étalement des échos [89] [90]. Un trajet direct dominant apparait suivi par les échos provenant des multi trajets pour les environnements LOS, comme l’illustre la figure 2.17.

Les solutions de récepteurs UWB par impulsion

Nous avons présenté l’émission des signaux IR-UWB ainsi que les modifications et perturbations introduites par le canal. Cette partie a pour vocation d’exposer les techniques de réception permettant, à partir des signaux UWB reçus, de déterminer le bit d’information émis. Nous ne présenterons ici que la partie détection d’un récepteur car c’est la seule qui diffère d’une approche à une autre. En effet, les premiers étages d’un récepteur sont un filtre et un amplificateur le plus souvent à faible bruit. Trois approches existent : cohérentes, non cohérentes et différentiellement cohérentes. Elles utilisent chacune un compromis simplicité – performance différent. L’approche cohérente est la plus complexe et la plus performante, elle permet l’utilisation de la phase du signal reçu. Les approches différentielles déterminent la phase du signal reçu par rapport à l’impulsion précédente. Enfin les approches non cohérentes ne conservent pas l’information de phase mais travaillent sur l’énergie du signal reçu.

Récepteurs cohérents

Le plus répandu des récepteurs cohérents est le récepteur Rake [69] [70]. Ce récepteur est optimal car il combine les différentes répliques issues des multi trajets du canal pour accroitre la puissance du signal reçue et améliorer la robustesse de la liaison. Il existe trois types de Rake : le A-Rake (all-Rake), le S-Rake (selective-Rake) et le P-Rake (partial-Rake) [93]. Le récepteur Rake profite de la diversité apportée par un canal sélectif en fréquence pour améliorer la robustesse de la liaison. La figure 2.28 présente le schéma de principe des récepteurs Rake, où l’on distingue l’utilisation de Lr branches ou doigts. Chaque doigt comprend un corrélateur en charge de la démodulation et deux éléments pour compenser en gain et phase chaque multi trajets du canal. Les Lr doigts ont un retard différent pour prendre en compte le temps de parcours des différents multi trajets. Enfin, l’ensemble de ces doigts est combiné avant de prendre la décision concernant le bit reçu.
Conjugué du canal : C Lr*(t) w ( t) Ti∫0 L r doigts + Signal recu :  r (t)  U i
Le A-Rake est le Rake idéal, il capture tous les multi trajets du canal en utilisant autant de doigts qu’il y a de multi trajets. L’implémentation d’un A-Rake n’est pas possible car il nécessite une infinité de doigts et de corrélateurs. Plus la bande du signal est grande, plus la résolution du récepteur est fine et plus le nombre de multi trajets distingués est important. Pour combiner les multi trajets deux techniques cohérentes sont utilisées : EGC (Equal Gain Combining) et MRC (Maximum Ratio Combining) [38] [69] [94]. Elles requièrent deux niveaux distincts de connaissances du canal ou estimation du canal. La technique MRC utilise le gain et la phase de chaque multi trajet alors que la technique EGC n’utilise que la phase. La technique MRC a donc de meilleures performances (BER versus Eb/N0) que la technique EGC.
Le S-Rake est un Rake dont l’implémentation est faisable. Il travaille sur les Lr plus forts trajets du canal que l’estimation du canal a sélectionné. Plus l’estimation du canal est performante plus le rapport signal à bruit sera fort. Le S-Rake a une complexité réduite par rapport au récepteur A-Rake.
Le P-Rake est une approximation du S-Rake où l’on ne travaille que sur les Lr premiers trajets qui sont le plus souvent les plus forts.
La figure 2.29 illustre via un power delay profile la différence entre les trois types de Rake. Elle permet de comprendre que le A-Rake a de meilleures performances que le S-Rake qui surpasse le P-Rake. Plus le nombre de doigts est grand, plus le récepteur Rake est performant [95].

Enoncé de la capacité d’un canal IR-UWB

On peut obtenir, via la résolution en temps et en amplitude, la capacité d’un canal IR-UWB : CIR–UWB = Tαp × 12 log 2⎜ ⎜ ⎝ ⎛1+ NP0 B ⎟ ⎟ ⎠ ⎞ = α B × 12 log 2⎜ ⎜ ⎝ ⎛1+ NP0 B ⎟ ⎟ ⎠ ⎞ = Tp +1 Td × 12 log 2⎜ ⎜ ⎝ ⎛1+ NP0 B ⎟ ⎟ ⎠ ⎞ (3.7)
L’équation (3.7) montre que la capacité du canal augmente avec le rapport signal à bruit, ce qui est le cas aussi pour un canal Gaussien. Elle croît également avec une augmentation du rapport cyclique ce qui est attendu car il exprime une augmentation du rythme d’émission. Plus la bande est grande, plus le débit maximal est élevé. Une réduction de la durée de l’impulsion et de l’étalement des échos du canal entraîne une augmentation de la capacité du canal.
Cette expression de la capacité de canal s’accorde bien avec le contexte des réseaux de microsystèmes communicants. Elle ne considère que les récepteurs simples sans mécanisme d’égalisation. La complexité des mécanismes d’égalisation [100] [101] est proscrite par notre contexte d’étude : les réseaux de microsystèmes communicants. Néanmoins, il faut savoir que l’égalisation permet un fonctionnement avec des interférences inter symboles et donc autorise un débit plus élevé [100] [102]. La contrainte de simplicité de notre approche permet une faible consommation, un faible coût et un encombrement réduit. On aura tendance à considérer principalement des modulations binaires pour la résolution en amplitude car elles simplifient le récepteur et permettent un fonctionnement avec un rapport signal bruit plus faible et donc une portée plus grande. Dans ce cas, la résolution en amplitude ne considère que deux états et la capacité du canal est uniquement fonction du débit des moments maximal :dB T+1IR UWB binaireIR UWBma C M = = – – 1 & . (3.8)
Dans la suite de notre étude nous nous concentrons donc principalement sur la résolution en temps du canal. Les bilans de liaison détermineront le rapport signal à bruit disponible et le choix de la valence de modulation. La figure 3.4 illustre la capacité du canal IR-UWB e.

Applications numériques de la capacité du canal pour des modulations binaires

En utilisant les modèles de canaux UWB IEEE 802.15.4a, IEEE 802.15.3c, on peut obtenir des applications numériques pour la capacité du canal dans des environnements réels. En se basant sur l’évaluation statistique de l’étalement des échos, à partir de plusieurs réalisations de réponses impulsionnelles (le power delay profile), on peut estimer la capacité du canal statistique pour chaque environnement des modèles.
L’étalement des échos peut s’exprimer de plusieurs façons (cf. chapitre 2) : le retard moyen des trajets (mean excess delay : τm), la dispersion des retards (RMS delay spread : τRMS), le retard en excès qui considère x % de l’énergie du power delay profile (excess delay : τx%). Le retard moyen indique autour de quel retard est répartie en moyenne l’énergie des multi trajets pour l’environnement considéré. La dispersion des retards τRMS traduit où la puissance est concentrée. Le retard en excès à x % définit l’instant à partir duquel x % de l’énergie de l’impulsion émise est reçue. C’est l’écart temporel entre la première et la dernière (au sens x % de l’énergie) composante du signal.
La dispersion des retards est un bon indicateur pour comparer la présence d’interférences inter symbole entre différents environnements. Un environnement avec un τRMS faible souffrira moins d’interférences inter symbole qu’un environnement avec un τRMS fort. La dispersion des retards indique donc également quel environnement est le plus apte à supporter un débit élevé. Plus τRMS est faible, plus le débit maximal, la capacité du canal, peuvent être importants comme le montre le tableau 3.2.
Le retard en excès à x % est donc la statistique sur l’étalement des échos du canal la plus appropriée pour l’évaluation de la capacité du canal. On associe donc à l’étalement des échos Td de la formule de la capacité du canal, la valeur de τx%. La littérature [59] [67] [72] [83] [97] [98] [100] et la décroissance exponentielle de l’amplitude des trajets incitent à utiliser un seuil à 85 % pour la définition du retard en excès. τ85% définit alors à partir de quelle durée 85 % de l’énergie de la réponse impulsionnelle, et donc de l’impulsion précédente, est reçue. Les multi trajets contenant 85 % de l’énergie arrivent donc avant ce délai. Les trajets restants sont assez faibles pour considérer qu’ils ne perturberont pas l’impulsion suivante. Cette valeur de 85 % est préconisée par [59] [67] [72] [83] [97] [98] [100], elle permet de considérer les trajets significatifs. Ces références montrent que si on considère 85 % de l’énergie de la réponse impulsionnelle, alors la dégradation de performance devient négligeable. On utilise donc, pour obtenir des applications numériques de la capacité du canal, dans des environnements réalistes de canal UWB, un étalement des échos : Td = τ85%.
Le tableau 3.2 donne les expressions de l’étalement des échos suivantes : τRMS, τm, et τ85%, ainsi que la capacité du canal associé à τ85%, pour les canaux UWB du modèles IEEE 802.15.4a entre 3,1 et 10,6 GHz.

Table des matières

Introduction générale.
Chapitre 1 : Introduction à l’UWB
1.1 – Historique et généralités
1.2 – Définitions et réglementations
1.2.1 – Réglementations des technologies UWB pour des fréquences inférieures à 10,6 GHz
1.2.1.1 – Les Etats-Unis
1.2.1.2 – L’Union Européenne
1.2.1.3 – Le reste du monde
1.2.2 –Réglementations des technologies UWB pour la bande des 60 GHz
1.2.2.1 – 60 GHz : les motivations
1.2.2.2 – Les Etats-Unis
1.2.2.3 – L’Union Européenne
1.2.2.4 – Le reste du monde
1.2.3 – Conclusion sur la réglementation pour les communications UWB
1.3 – Les techniques UWB
1.3.1 – L’UWB entre 3,1 et 10,6 GHz
1.3.1.1 –Les techniques discontinues : l’UWB par impulsion : IR-UWB
1.3.1.1.a – Les principes généraux de l’IR-UWB
1.3.1.1.b – Spectral Keying IR-UWB : SK-IR-UWB
1.3.1.1.c – Multiband Ternary Orthogonal Keying IR-UWB : MTOK-IR-UWB
1.3.1.1.d – Waveform Modulated IR-UWB : WM-IR-UWB
1.3.1.2 –L’UWB sur porteuse continue
1.3.1.2.a – Frequency Modulation UWB : FM-UWB
1.3.1.2.b – Multi Band Orthogonal Frequency Multiplex UWB : MB-OFDM
1.3.2 – L’UWB à 60 GHz
1.3.2.1 – Les techniques discontinues par impulsions
1.3.2.2 – Les techniques continues sur porteuses
1.4 – Conclusion : quelle technologie UWB pour les réseaux de microsystèmes communicants ?
Chapitre 2 : Les communications UWB par impulsion (IR-UWB).
2.1 – Introduction
2.2 – Le canal de transmission UWB
2.2.1 – Généralité sur la propagation
2.2.1.1 – Propagation en espace libre
2.2.1.2 – Propagation par trajets multiples
2.2.1.2.a – Introduction à la propagation par trajets multiples
2.2.1.2.b – Les pertes de propagation, ou path loss
2.2.1.2.c – Les multi trajets sources de small-scale fading
2.2.1.2.d – Description mathématique d’un canal radio mobile à multi trajets
2.2.1.2.e – Canal non sélectif en fréquence
2.2.1.2.c – Canal sélectif en fréquence
2.2.2 – Modélisation du canal UWB
2.2.2.1 – Type de modélisation
2.2.2.1.a – Modélisation déterministe
2.2.2.1.b – Modélisation statistique
2.2.2.1.c –Mesure du canal UWB
2.2.2.3 – Modèles statistiques pour le canal UWB entre 3,1 et 10,6 GHz
2.2.2.3.a – Le modèle Saleh-Valenzuela
2.2.2.3.b – Le modèle IEEE 802.15.3a
2.2.2.3.c – Le modèle IEEE 802.15.4a
2.2.2.3.d – L’impact des antennes
2.2.2.4 – Modèle statistique pour les canaux UWB autour de 60 GHz
2.2.2.4.a – Le modèle IEEE 802.15.3c
2.2.3 – Conclusion sur le canal radio UWB et la modélisation
2.3 – Modèles de signaux UWB par impulsion
2.3.1 – Train d’impulsions
2.3.2 – Modulation d’impulsions
2.3.2.1 – Modulations d’amplitude – PAM et OOK
2.3.2.2 – Modulations de phase – BPSK et DBPSK
2.3.2.3 – Modulation de position – PPM
2.3.2.4 – Modulation de forme – PSM
2.3.2.5 – Transmission de référence – TR
2.3.3 – Etalement de spectre
2.4 – Les solutions de récepteurs UWB par impulsion
2.4.1 – Récepteurs cohérents
2.4.2 – Récepteurs différentiellement cohérents
2.4.3 – Récepteurs non cohérents
2.4.4 – Conclusion sur les récepteurs IR-UWB
2.5 – Conclusion
Chapitre 3 : Conception système pour un émetteur-récepteur IRUWB adapté aux réseaux de microsystèmes communicants : architectures et contraintes d’implémentations
3.1 – Introduction
3.2 – Etude conjointe capacité du canal et architecture
3.2.1 – Introduction à la capacité d’un canal Gaussien
3.2.2 – Capacité d’un canal IR-UWB
3.2.2.1 – Résolution en amplitude d’un canal IR-UWB
3.2.2.2 – Résolution en temps d’un canal IR-UWB
3.2.2.3 – Enoncé de la capacité d’un canal IR-UWB
3.2.2.4 –Analyse de la capacité du canal
3.2.2.5 – Applications numériques de la capacité du canal pour des modulations binaires
3.2.3 – Impact de l’architecture système
3.2.3.1 –Architecture mono bande
3.2.3.1.a – Antennes omni directives et bande de fréquence entre 3,1 et 10,6 GHz
3.2.3.1.b –Impact de l’utilisation d’un canal UWB à 60 GHz avec des antennes directives
3.2.3.2 –Architecture multi bandes
3.2.3.2.a – Capacité du canal MB-IR-UWB
3.2.3.2.b – Antennes omni directives et bande de fréquence entre 3,1 et 10,6 GHz pour les systèmes MB-IRUWB
3.2.3.2.c – Antennes directives et bande de fréquence à 60 GHz pour les systèmes MB-IR-UWB
3.2.3.3 –Conclusion sur les architectures : conception système
3.3 – Implémentations et contraintes
3.3.1 – Implémentation mostly analog
3.3.2 – Implémentation mostly digital
3.3.3 – Implémentation classique dite mixte
3.4 – Dimensionnement optimal d’un système MB-IR-UWB à implémentation mixte89
3.4.1 – Expression du besoin et de l’originalité de l’approche.
3.4.2 – Formulation du problème d’optimisation pour la conception et le dimensionnement d’un système MB-IR-UWB.
3.4.3 – Jeu de contraintes pour le dimensionnement d’un système MB-IR-UWB.
3.4.4 – Solution du problème d’optimisation.
3.4.5 – Application numérique de la méthodologie proposée
3.4.5.1 – Application numérique : MB-IR-UWB entre 3,1 et 10,6 GHz
3.4.5.2 – Application numérique : MB-IR-UWB à 60 GHz
3.5 – Conclusion : quelle architecture et implémentation pour une interface radio IRUWB adaptée aux réseaux de microsystèmes communicants ?
Contributions
Chapitre 4 : Emetteur reconfigurable IR-UWB
4.1 – Introduction
4.2 – Conception de la bande de base numérique reconfigurable IR-UWB
4.2.1 – Convertisseur numérique analogique (CNA) à haute vitesse
4.2.2 – Interface à haute vitesse : CNA – circuit numérique
4.2.3 – Circuit numérique de traitement du signal : FPGA ou ASIC
4.2.3.1 – La reconfigurabilité
4.2.3.2 – Formalisation mathématique de la bande de base numérique reconfigurable
4.2.3.3 – Fonction 1 : génération de la trame
4.2.3.4 – Fonction 2 : étalement de spectre
4.2.3.5 – Fonction 3 : générateur d’impulsions BPSK
4.2.3.6 – Fonction 4 : gestion des rythmes
4.2.3.7 – Fonction 5 : gestion de la reconfigurabilité
4.3 – Bande de base numérique reconfigurable IR-UWB en émission sur FPGA
4.3.1 – Composants utilisés pour la bande de base numérique
4.3.1.1 – Convertisseur numérique analogique : CNA
4.3.1.2 – FPGA
4.3.1.3 – Interface FPGA – CNA
4.3.2– Implémentation VHDL de la bande de base numérique reconfigurable
4.3.3 – Synthèse et placement routage
4.3.4 – Résultats de mesures
4.3.4.1 – Mesures en temps
4.3.4.2 – Mesures en fréquence
4.3.4.3 – Mesures de la consommation
4.3.4.4 – Conclusion sur la bande de base numérique reconfigurable
4.4 – Prototypes d’émetteur IR-UWB reconfigurables sur FPGA
4.4.1 – Emetteur IR-UWB reconfigurable mono bande entre 3 et 10 GHz
4.4.1.1 – Description du prototype et composants utilisés
4.4.1.2 – Validation du prototype IR-UWB mono bande reconfigurable entre 3 et 10 GHz par la mesure
4.4.2 – Emetteur IR-UWB reconfigurable mono bande à 60 GHz
4.4.2.1 – Description du prototype et composants utilisés
4.4.2.2 – Validation du prototype IR-UWB mono bande reconfigurable à 60 GHz par la mesure128
4.4.3 – Emetteur IR-UWB multi bande reconfigurable entre 3 et 10 GHz
4.4.3.1 – Description du prototype et composants utilisés
4.4.3.2 – Validation du prototype IR-UWB multi bande reconfigurable entre 3 et 10 GHz par la mesure
4.5 – Prototypes de bande de base numérique IR-UWB reconfigurables sur ASIC.. 132ix
4.5.1 – Bande de base numérique IR-UWB non reconfigurable en ASIC
4.5.1.1 – Conception
4.5.1.2 – Résultats de mesures
4.5.1.3 – Comparaisons avec l’état de l’art
4.5.2 – Bande de base numérique IR-UWB reconfigurable en ASIC
4.6 – Conclusion
Contributions
Chapitre 5 : Récepteur reconfigurable IR-UWB
5.1 – Introduction
5.2 – Points critiques d’un récepteur IR-UWB
5.2.1 – Synchronisation IR-UWB
5.2.1.1 – Introduction et définitions
5.2.1.2 – L’acquisition en IR-UWB
5.2.1.2.a – Réduction de l’espace de recherche
5.2.1.2.b – Stratégie de recherche
5.2.1.2.c – Critères d’évaluation d’une solution d’acquisition
5.2.1.2.d – Conclusion sur l’acquisition en IR-UWB
5.2.2 – Démodulation cohérente Rake
5.2.2.1 – Estimation du canal
5.2.2.2 – Combinaison des multi trajets
5.2.2.3 – Décision binaire
5.3 – Conception de la bande de base numérique reconfigurable pour récepteur IRUWB
5.3.1 – Introduction et contexte
5.3.2 – Proposition de circuit numérique de récepteur IR-UWB reconfigurable
5.3.2.1 – Principe de fonctionnement du récepteur
5.3.2.2 – Interface
5.3.2.3 – Les corrélateurs reconfigurables
5.3.2.4 – Les comparateurs
5.3.2.5 – Interface vers chip
5.3.2.6– Désétalement de spectre
5.3.2.7 – Les corrélateurs sur le code SFD
5.3.2.8 – Validation des données utiles
5.3.2.9 – Compensation de la polarité des multi trajets
5.3.2.10 – La combinaison des multi trajets : procédure de vote
5.3.2.11 – La reconfigurabilité
5.3.2.11 – Conclusion sur le récepteur proposé
5.3.3 – Implémentation VHDL de la bande de base numérique de réception
5.3.3.1 – Implémentations reconfigurables
5.3.3.2 – Implémentations non reconfigurables
5.4 – Résultats de mesures de la bande de base numérique proposée pour un récepteur IR-UWB reconfigurable
5.4.1 – Description de la plateforme de mesure et des composants utilisés
5.4.2 – Mesures des performances en synchronisation
5.4.2.1 – Evaluation des performances de l’acquisition parallèle niveau trame
5.4.2.2 – Evaluation de l’impact de la reconfigurabilité
5.4.3 – Mesures des performances en démodulation
5.4.3.1 – Evaluation des performances de la procédure de vote
5.4.3.2 – Evaluation de l’impact de la reconfigurabilité
5.4.4 – Mesures de la consommation
5.4.5 – Bilan de liaison et reconfigurabilité
5.4.6 – Comparaison avec l’état de l’art des récepteurs IR-UWB reconfigurables
5.5 – Conclusion
Contributions
Conclusion générale
Bibliographie

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