Les Antennes à ondes de fuite

Les Antennes à ondes de fuite

Comparaison et Validation de la Méthode 

Afin de valider notre méthode de résolution, plusieurs comparaisons sont élaborées avec d’autres travaux, en particulier pour les résultats théoriques obtenus par les deux types de fonctions d’expansion ou fonctions de base théoriques {emn (1)}[17] , {emn (2)} et les valeurs théoriques et expérimentales obtenues dans [22]. En effet, sur les figures (III.11), (III.12) et (III.13), la variation de la direction angulaire θ-1(°) en fonction de la fréquence en bande millimétrique [70-88GHz], Ku [14-16GHz] et X [8-12GHz] sont données. Une bonne concordance entre les valeurs calculées et mesurées pour certaines valeurs de la fréquence. Des erreurs pour les autres valeurs sont aussi notées. Pour la première bande millimétrique, le balayage obtenu respectivement par {emn (1)} [17] , {emn (2)} et expérience [22] présentent des ouvertures angulaires de 28.75°, 23.2° et 25.1°. Par contre, en bande Ku, le balayage obtenu respectivement par {emn (1)} [17] , {emn (2)} , la théorie et l’expérience développées dans [22] présentent des ouvertures angulaires de 23°, 22.76° , 22 et 21°. Quand à la bande X, le balayage obtenu respectivement par {emn (2) } , la théorie et l’expérience dans [22] présentent des ouvertures angulaires de 32.8°, 25° et 26°.

Par ailleurs, respectivement sur les figures (III.14) et (III.15), des comparaisons entre les largeurs à mi-puissance θ3dB(°) obtenues dans les différents cas cités en haut sont illustrées en fonction de la largeur des rubans métalliques W( λ 0) et du nombre de rubans métalliques Nruban. Sur la figure (III.14), θ3dB(°) à f=15GHz présente une croissance monotone en fonction de la largeur des rubans métalliques W( λ 0). Ceci justifie la relation liant la largeur à mipuissance à la constante d’atténuation α donnée par (III.24), puisque cette dernière augmente avec W( λ 0). Par ailleurs, θ3dB(°) est inversement proportionnelle à L0 = Nruban d, comme montré sur la figure (III.15). Sur la figure (III.16), une comparaison entre les diagrammes de rayonnement en bande Ku pour Nruban=31 à f=15GHz est présentée. Les courbes calculées par les fonctions de base {emn (2)} et les diagrammes théoriques est expérimentaux obtenus dans [22] se confondent particulièrement au voisinage du faisceau principal sur une ouverture angulaire voisine de 20°. Une bonne concordance est notée pour la position du maximum du champ rayonnée à -23°. Le niveau du premier lobe secondaire est à 13dB au dessous du niveau du faisceau principal

Variations des Paramètres Géométriques 

On propose dans ce paragraphe d’étudier la variation de (βy-1/K0) et (α/K0) et des caractéristiques de rayonnement en fonction des paramètres géométriques d, b W, L0 et la fréquence de travail f. L’antenne sous étude en bande millimétrique a pour dimensions ε r=2.5, b=C=0.734 λ 0 , a=0.32 λ 0 , W=0.3307 λ 0 , (λ0 =3.75mm à f0=80GHz). En premier, sur la figure (III.17), le balayage électronique du faisceau principal est démontré en bande millimétrique où l’ouverture est de 82.33°. Un pas de 1GHz entraîne par suite un saut angulaire de 5°. En plus, lorsque la fréquence augmente, la position angulaire du faisceau principal arrière de l’harmonique n=-1 se déplace vers l’avant à droite. Quand à la constante d’atténuation normalisée α/K0 subit une décroissance monotone avec la fréquence. Sur la figure (III.18), on remarque qu’au fur et à mesure que d croit (ou respectivement décroît), l’angle de dépointage est décalé vers la droite (ou respectivement vers la gauche), étant donné la relation (III.4) liant θ-1(°) à d. Ceci justifie aussi la décroissance de (α/K0) quand d augmente, puisque pour une longueur d’antenne, les motifs métalliques seront éloignés les uns des autres. Ceci permet de diminuer le couplage électromagnétique entre eux, dû essentiellement aux réflexions sur les bords du métal et qui est pratiquement très fort pour des rubans très proches. Pour les valeurs de d à 0.534 λ 0, 0.667 λ 0 et 0.8 λ 0, l’ouverture angulaire à tendance à diminuer respectivement, de 48.06°, 37.22° et 28.21°. Ceci se justifie par le faible couplage entre lés rubans métalliques avec l’augmentation de d.

Sur les figures (III.19) et (III.20), l’influence des dimensions des rubans métalliques uniformes identiques et par suite la surface rayonnante sur les variations des constantes normalisées de phase β y/K0 et d’atténuation α/K0 est mise en évidence pour différentes valeurs de la fréquence. dimension b(λ0) représentée sur la figure (III.19), il est noté une constante de phase quasiuniforme dans l’intervalle 0.08 λ 0 à 0.734 λ 0. D’autre part, sur la figure (III.20), pour W( λ 0) compris entre 0.134 λ 0 et 0.347 λ 0, la constante de phase β y/K0 présente une variation presque constante. Ainsi, la propagation du mode fondamental dans le guide diélectrique n’est pas perturbée. Une nette décroissance est notée au-delà de la valeur 0.347 λ 0.

En ce qui concerne les variations de α/K0, une augmentation est toujours remarquée lorsque W( λ 0) augmente. Cette étude est élaborée, dans la mesure où elle nous donne des informations sur le choix judicieux des limites inférieure et supérieure de W( λ 0) et b( λ 0) nécessaires au cadre d’étude d’antennes à ondes de fuite non uniformes, détaillé dans le chapitre 4. Sur la figure (III.21), de la même manière, les variations de la constante de propagation complexe en fonction de C( λ 0) sont données. Ainsi, comme on peut s’attendre, l’effet de la largeur du guide C est évidente sur la constate de propagation complexe et en particulier, la constante de phase normalisée β y/K0 est perturbée contrairement aux variations en fonction de b( λ 0 ) et W( λ 0). Par conséquent, plus de pertes sont générées par l’augmentation de la dimension transversale du guide d’ondes.

Antennes Diélectriques Microruban

Non Uniformes à Ondes de Fuite Laboratoire_STIC. Faculté des Sciences de L’ingénieur. Université de Tlemcen. 78/Chapitre 4 Dans ce chapitre 4, on présente l’analyse d’antennes diélectriques microruban unidimensionnelles (1D) non uniformes à ondes de fuite. Le but de cette étude est la détermination de la distribution de la constante de pertes α le long de l’axe de propagation afin de d’optimiser leurs caractéristiques de rayonnement et la production de diagrammes de rayonnement de formes prédéterminées. Le problème posé est formulé par une équation du type intégrale reposant sur le formalisme de l’opérateur admittance combinée à une technique d’approximation BKW. Cette dernière est basée sur la continuité forcée de l’amplitude de l’onde de fuite aux points de discontinuités de la structure non uniforme. Par ailleurs, la constante de phase est prise invariable selon la direction de propagation. Par établissement du modèle du guide d’ondes à murs magnétiques et périodiques et par application de la méthode de résonance transverse, un schéma équivalent simple permet de poser systématiquement les équations de continuité pour la détermination des constantes de propagation complexes définies sur chaque période de la structure. La fonction d’essai est dans ce cas du type densité de courant électrique décomposé dans la base formée des modes TE et TM du guide à murs magnétiques dont la section droite est le ruban métallique.

La plupart des recherches théorique et expérimentale [1-3] ont été consacrées aux caractéristiques de rayonnement de l’antenne à onde de fuite uniforme. Ces antennes sont uniformes dans la direction longitudinale et par conséquent, l’antenne a une distribution de champ d’ouverture exponentiellement atténué. Pour avoir des diagrammes à niveaux faibles de lobes secondaires NLS, d’autres distributions d’ouvertures sont préférées : Une étude [4-5] basée sur une procédure de changement de la largeur de l’antenne uniforme selon la direction transversale. Les formes sinusoïdale et exponentielle sont considérées. Par ailleurs, d’autres recherches ont été élaborées pour des structures rayonnantes à fentes non uniformes [6-7].

D’intéressants résultats en concordance avec les mesures ont été obtenues et particulièrement lorsqu’il s’agissait de réduire le niveau des lobes secondaires. D’autres part, récemment dans [8,9], la structure courbée d’antenne à ondes de fuite a été réalisée et étudiée numériquement par la méthode (FDTD) dont les résultats obtenus à large bande sont en accord avec [10] . La décroissance de l’amplitude de l’onde de fuite est élaborée dans un but de réduction du niveau des lobes secondaires NLS. D’autre part, un réseau à déphasage pour le balayage du faisceau [11] a été réalisé dans la bande [18–40 GHz]. Le système consiste d’un diviseur de puissance large bande avec une distribution d’amplitude décroissante afin de supprimer le niveau des lobes secondaires.

Table des matières

Remerciements
Dédicaces
Résumé
Abstract
Index des Notations
Liste des Figures
Sommaire
Introduction Générale
Chapitre 1: Généralités
I.Les Antennes à ondes de fuite (« Leaky-Waves Antennas
I.1. Définitions
I.2. Configurations des Antennes à Ondes de Fuite
I.3 Les Limites de Rayonnement
II.Caractéristiques des Ondes de Fuite
III. Propriétés des Structures Périodiques
III. 1. Existence d’Harmoniques d’Espace
III. 2. Condition de Rayonnement
III.3. Diagramme de Brillouin
Conclusion du chapitre 1
Références du chapitre 1
Laboratoire_ STIC. Faculté des Sciences de L’ingénieur. Université d Tlemcen.
Chapitre 2: Méthode de Résonance Transverse
I.Méthodes d’Analyse
I.1. Etat de l’Art
I.2. Choix de la Méthode Numérique
I.3. Tableau Comparatif des Méthodes
II.Méthode de Résonance Transverse
II.1. Développement de la Méthode par le Formalisme des Opérateurs
II.1.1. La Notation de Dirac
II.2. Définition Matricielle : Représentation d’un Opérateur
II.3. Méthode des Circuits Equivalents – Formulation Modale de l’Equation
II.3.1. Densité de Courant Associée à une Surface
II.3.2. Opérateur Impédance ou Admittance
II.3.3. Fonctions d’Essai- Schéma Equivalent d’une Discontinuité
a) Définitions
b) Choix de la Fonction d’Essai
II.3.4. Décomposition de E, H et J sur Leurs Bases Appropriées
a) La Base {em} est Orthonormée : m n mn e ,e =δ où δmn est le delta de Kronecker
b) La Base {em} n’est pas Orthogonale : m n mn e , e ≠ δ
Conclusion du Chapitre 2
Références du Chapitre 2
Laboratoire_ STIC. Faculté des Sciences de L’ingénieur. Université d Tlemcen.
Chapitre 3: Analyse d’Antennes Diélectriques
Microruban Uniformes à Ondes de
Fuite
Cadre de l’Etude: Analyse d’Antennes Diélectriques Microruban Uniformes à Ondes de
I.Fuite
I.1. Structure d’Antenne
I.2. Critères de Conception
a) Constante !diélectrique
b) Largeur du Barreau Diélectrique C
c) Hauteur du Guide Diélectrique a
d) Largeur des Rubans Métalliques W
e) La Période des Perturbations d
I.3. Présentation du Modèle
II.Application de la Méthode de Résonance Transverse à L’Etude d’Antennes à Ondes de Fuite
II.1. Construction de la Ligne de Transmission Equivalente : Schéma Equivalent
II.2. Mise en équation du problème: Equation de Continuité
II.3. Fonctions d’Essai
II.4. Représentation matricielle : Méthode des Moments Méthode de Galerkin
III. Diagrammes de Rayonnement
III.1 Définitions
III. 2. Méthode Générale de Calcul
a) Champs Proches
b) Champs Lointains
IV.Résultats Numériques –Interprétations et Discussions
IV.1. Description du Programme de Calcul de la Constante de Propagation Complexe
IV.2. Etude de Convergence
IV.3. Résultats Numériques et Comparaison
IV.3.1. Comparaison et Validation de la Méthode
IV.3.2. Variations des Paramètres Géométriques
IV.3.3. Représentations des Diagrammes de Rayonnement
IV.3.4. Variations des Performances de Rayonnement
IV.3.5. Caractéristiques de Rayonnement en Bandes X, Ku et K
Conclusion du chapitre 3
Références du chapitre 3
Laboratoire_ STIC. Faculté des Sciences de L’ingénieur. Université d Tlemcen.
Chapitre 4 : Analyse d’Antennes Diélectriques
Microruban Non Uniformes à Ondes de Fuite
Etat d’Art
Cadre de L’Etude : Analyse d’Antennes Diélectriques Microruban Non Uniformes à Ondes de Fuite
II.1. Structures d’Antennes Non Uniformes
II.2. Position du Problème et Paramètres d’Optimisation
II.3. Profils des Distributions b(y) et W(y)
II.3.1. Définitions des Profils d’Antennes Non Uniformes à Ondes de fuite
II.3.2. Expressions des Distributions des Profils
a) Profil Linéaire
b) Profil Triangulaire
c) Profil Sinusoïdal
d) Profil Exponentiel
e) Profil Quelconque
II.3.3. Approximations des Profils
III. Résolution du Problème d’Analyse d’Antennes Non Uniformes à Ondes de Fuite
III.1. Calcul de la constante de Propagation Par Méthode de Résonance Transverse:
IV.Diagrammes et Caractéristiques de Rayonnement
IV.1. Calcul de la Distribution des Amplitudes de l’Onde de Fuite par la Méthode BKW
IV.2. Calcul du Diagramme de Rayonnement
IV.2.1. Méthode Approchée
IV.2.2.Méthode d’Approximation: Source Linéaire–Réseau à Eléments Discrets
V.Résultats Numériques- Interprétations et Discussions
V.1. Calcul de la Constante de Propagation Complexe
V.2. Validation de la Méthode d’Approximation
V.3. Résultats Numériques et Interprétations
V.3.1. Profil linéaire
V.3.2. Profil Triangulaire
V.3.3. Profil Sinusoïdal
V.3.4. Profil Exponentiel
V.3.5. Profil Aléatoire
V.3.6. Profil Non Périodique
4. Comparisons de Diagrammes de Rayonnement et Performances
Conclusion du chapitre 4
Références du chapitre 4
Laboratoire_ STIC. Faculté des Sciences de L’ingénieur. Université d Tlemcen.
Conclusion Générale & Perspectives

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