L ES COMPOSANTS GRAND GAP POUR LA CONVERSI ON D ENERGIE 

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Les performances dynamiques des composants en fonction du point de fonctionnement

Dans le but de proposer un circuit de commande adapté aux composants grand gap, nous avons cherché à caractériser précisément mais simplement leurs performances dynamiques et la dépendance de ces dernières au point de fonctionnement (courant, tension et température). Comme nous l’avons étudié précédemment dans la partie I.3.1 , les composants grand gap JFETs SiC et HEMTs GaN sont en théorie, à tension de claquage V BR fixée, plus petits d’un facteur dix à quinze que leurs homologues en silicium. Ces composants plus petits ont donc des capacités électriques parasites plus faibles mais aussi des capacités thermiques C th et des surfaces d’échange thermique plus faibles. Des problèmes d’auto échauffement peuvent apparaitre et ainsi modifier, voir dégrader les caractéristiques du composant grand gap [89], [ 90]. Dans cette première partie de chapitre, nous proposons une méthode spécifique permettant de caractériser précisément en dynamique des composants grand gap sur une large plage de fonctionnement et ce, avec une flexibilité et un stress thermique meilleurs qu’avec la méthode classique dite « double pulse ».
Cette méthode de caractérisation nous perm et alors d’évaluer indépendamment l’impact du point de fonctionnement sur les performances dyna miques de composants grand gap prototypes, ou même commerciaux, ne possédant pas de boîtier avec échange thermique spécifique [39], [ 40]. En établissant ainsi pour un composant grand gap donné, le lien étroit entre la commutation et le point de fonctionnement, nous serons à même de dimensionner au mieux et de proposer un circuit de commande spécifique adapté à ce comp osant sur une plus grande plage de fonctionnement.

La méthode classique de caractérisation dite « double pulse » en environnement variable

La méthode double pulse

La méthode dite double pulse est la méthode la plus couramment utilisée pour caractériser en commutation un composant de puissance [29], [ 91]––[ 93]. Le schéma de principe du circuit de caractérisation double pulse est présenté sur la Figure II 1 . Son architecture est proche de celle d’un hacheur série mais sans charge de sortie et avec un circuit de mesure supplémentaire permettant l’observation du courant t raversant le composant à tester (DUT). Les formes des courbes de tensions et courants d’un DUT caractérisé par cette méthode double pulse sont visibles sur la Figure II 2 . Le DUT établit le courant dans l’inductance L lors d’un premier pulse avant de commuter une seconde fois au point de fonctionnement et à la fréquence désirés.
La longueur t1 du premier pulse est donnée par l’équation (II.1) et dépend de la valeur de l’inductance L, la résistance équivalente R, le courant désiré Id et la tension d’alimentation VIN.
La résistance équivalente R correspond à la résistance à l’état passant du DUT, la valeur du shunt de mesure Rshunt et les résistances parasites de l’inductance et des interconnections. L’inductance L est choisie à partir de l’équation (II.2) en fonction de R, de VIN, de la fréquence f de commutation, correspondante à la période entre la fin du premier pulse et la fin du second pulse, et en fonction de l’ondulation maximale en courant tolérée IL lors de la caractérisation du DUT à la deuxième impulsion. Sur la Figure II.2, le DUT est caractérisé à 100V/20A et 500kHz avec un rapport cyclique de 50%. Pour une ondulation maximale en courant de 1A lors de la seconde pulse une inductance de 100 μH doit être choisie et la longueur t1 du premier pulse est alors de 26 μs.

Modélisation thermique d’un HEMT GaN

Avec la méthode double pulse c’est le même composant qui fixe le point de fonctionnement souhaité et qui est caractérisé. Le DUT est passant durant toute la durée du premier pulse jusqu’à ce que le courant dans l’inductance atteigne la valeur nécessaire à la caractérisation, 20A sur la Figure II 2 . Le DUT conduit alors la totalité du courant dans l’inductance, ce qui engendre des pertes par conduction liées à la résistance à l’état passant du composant : le DUT s’auto échauffe. Nous avons cherché à évaluer ce phénomène d’auto échauffement dans le cas d’une caractérisation par la méthode double pulse avec un point de fonctionnement et une fréquence de commutation variable. Dès lors que nous souhaitons adresser des prototypes de composants grand gap, les liens entre les paramètres électriques et la t empérature de jonction T J nous sont a priori inconnus. Il ne nous est alors pas possible de mesurer en pratique la température de jonction par une mesure indirecte comme celle de la résistivité à l’état passant du composant.
Pour cette raison notre étude s’intéressant à l’évolution de la température de jonction T J d’un composant grand gap lors de sa caractérisation en dynamique se base sur des résultats de simulations électrothermiques. Pour évaluer et c omparer différentes méthodes de caractérisation nous avons réalisé une modélisation thermique approximative d’un HEMT GaN. Pour la structure HEMT du composant GaN considéré nous appellerons température de jonction T J la température à l’hétérojonction AlGaN/GaN.
Nous avons considéré un composant HEMT GaN sur substrat Si prototype de calibre en courant 20A, de résistance R ON à l’état passant d’environ 300 m  , et d’une surface physique de la puce d’environ 2 mm ². Ce prot otype est soudé sur une semelle de cuivre, sans radiateur extérieur supplémentaire et la connexion électrique au reste du système est faite par un nombre limité de fils de Bonding (non représentés). La représentation graphique d’un tel composant est visibl e sur la Figure II 3 et nous renseigne sur les dimensions du composant considéré ainsi que sur les principales composantes de son modèle thermique.
Figure II.3 : Représentation graphique d’un composant GaN sur substrat Si soudé sur une semelle de cuivre et son modèle thermique Semelle de cuivreAlGaN/GaNRth(4-5)Rth6Rth72DEG5.5μm400μm50μmSoudureCth(4-6)Cth72mm²Rth(1-3)Cth(1-3)SiTJ

Pour la modélisation de ce composant grand gap nous avons choisi un modèle thermique

Pour la modélisation de ce composant grand gap nous avons choisi un modèle thermique classique basé sur un réseau dit de Cauerclassique basé sur un réseau dit de Cauer : un réseau de circuits élémentaires RC parallèle : un réseau de circuits élémentaires RC parallèle [94][94] visible sur la visible sur la Figure Figure IIII..44. Les capacités thermiques C. Les capacités thermiques Cthth et les résistances thermiques Ret les résistances thermiques Rthth de ce de ce modèle sont calculées à partir des équationmodèle sont calculées à partir des équations s ((IIII..33)) et et ((IIII..44))avec c la capacité thermique massique avec c la capacité thermique massique en J/(gen J/(g°K) d’un mat°K) d’un matériau, ériau,  sa densité en g/msa densité en g/m33, d son épaisseur en m, S sa surface en m, d son épaisseur en m, S sa surface en m² ² et et thth sa conductivité thermique en W/(msa conductivité thermique en W/(m°K).°K).
Dans un HEMT GaN sur Si, le courant électrique passe au travers du gaz d’électrons en deux dimensions (2DEG), comme étudié dans I.3.2.1 , présent à l’hétérojonction entre deux matériaux AlGaN et GaN. Lors de la conduction du composant, nous considérons que la chaleur est entièrement générée au niveau de ce gaz. Nous faisons de plus l’hypothèse que le système constitué du transistor et de la semelle est adiabatique à l’échelle du temps de la caractérisation électrique car la constante de temps thermique induite par l’échange avec l’air ambiant est très importante. En effet en choisissant pour semelle de cuivre un boîtier de type TO 220 la constante de temps R thJA C thJA d’échange thermique du système composant plus semelle avec l’air ambiant est typiquement de 43 s [ 95]. Celle ci est donc bien supérieure à la durée maximale de la caractérisation électrique estimée à 200 µs. Dans l’hypothèse q ue nous faisons d’un système adiabatique, le flux de chaleur est unidirectionnel, se propageant du gaz d’électrons à la semelle de cuivre en traversant successivement le matériau GaN, le silicium et une fine soudure pour atteindre la semelle.

Les matériaux

GaN et silicium sont chacun modélisés par un sous réseau de trois circuits R th C th parallèle de valeur croissante comme représenté sur la Figure II 3 dans le but d’aff iner la simulation à proximité du gaz d’électrons et donc de la température de jonction T J du composant. La résistance thermique et la capacité thermique entre la semelle de cuivre et l’air Cth1Rth1Cth2Rth2Cth3Rth3Cth4Rth4Cth5Rth5Cth6Rth6Cth7Rth7TJTa ambiant est celle d’un boîtier en cuivre de type TO ambiant est celle d’un boîtier en cuivre de type TO–220 220 [95][95]. Finalement la chaleur se propage . Finalement la chaleur se propage dans le composant au travers de sept résistances Rdans le composant au travers de sept résistances Rth1th1 à Rà Rth7th7 et sept capacités thermiques Cet sept capacités thermiques Cth1th1 à à CCth7th7 dont leur valeur est donnée par le dont leur valeur est donnée par le Tableau Tableau IIII–11..
Ce modèle thermique va nous permettre de quantifier le phénomène d’auto échauffement des composants grand gap, particulièrement au cours de leur caractérisation électrique en dynamique en régime impulsionnel. À partir de simulations électrothermiques, nous allons évaluer l’impact de la méthode de caractérisation classique double pulse sur la température de jonction T J du composant à tester (DUT), et proposer une méthode spécifique permettant de supprimer le stress thermique sur le DUT

Influence de la méthode de caractérisation double pulse à différents points de caractérisation

Une simulation électrothermique a été réalisée afin d’étudier l’évolution de la température de jonction T J en fonction du point de fonctionnement V IN , I d et d e la fréquence f à température ambiante. Le schéma électrique du circuit double pulse et le modèle thermique du DUT GaN sur thermiques précédemment exposés a été simulé avec un logiciel de type SPICE, en l’occurrence PSIM. Le Tableau II 2 récapitule les différents résultats obtenus par simulation du schéma à différents points de fonctionnement et fréquences. Nous avons supposé et simulé deux cas pratiques de mise en oeuvre de la technique double pulse. Dans le premier cas, le plus facile à mettre en oeuvre, l’inductance L est fixée à une valeur relativement importante de manière à garantir une ondulation en courant acceptable, inférieure à 10% sur toute la plage de caractérisation. En choisissant une inductance L de 600 µH nous garantissons u ne ondulation en courant maximum de 2A pour V IN =250V, I L =20A et f=100kHz (voir le Tableau II 2 ) sur la plage de fonctionnement choisie pour nos simulations. Dans le d plage de fonctionnement choisie pour nos simulations. Dans le deuxième cas, difficile à utiliser en euxième cas, difficile à utiliser en pratique, l’inductance L est recalculée et changée à chaque point de fonctionnement et fréquence pratique, l’inductance L est recalculée et changée à chaque point de fonctionnement et fréquence dans le but de choisir la plus petite valeur garantissant une ondulation en courant de 1A.dans le but de choisir la plus petite valeur garantissant une ondulation en courant de 1A.
En adaptant à chaque point de mesure l’inductance L, nous remarquons que l’augmentation de la température de jonction T J est non négligeable et fortement dépendante de la fréquence f.
Celle ci augmente par exemple de 20°C lorsque f passe de 500kHz à 100kHz. Pour le cas plus pratique d’ une seule inductance fixée à 600 µH, la température T J atteinte lors du test est encore plus importante. Dans le cas de test à L constante, la température du DUT dépend principalement des variations du point de fonctionnement : plus la tension est basse et le courant grand, plus T J est importante en fin de test.

ElectriqueThermique

Que ce soit en adaptant l’inductance L à chaque mesure ou en choisissant une valeur fixe d’inductance, nous constatons que la température de jonction d’un DUT grand gap cd’inductance, nous constatons que la température de jonction d’un DUT grand gap comme le omme le HEMT GaN considéré eHEMT GaN considéré est st dépendante du point de fonctionnement et de la fréquence de dépendante du point de fonctionnement et de la fréquence de commutation. Cette variation de la température Tcommutation. Cette variation de la température TJJ est de plus difficilement mesurable en est de plus difficilement mesurable en dynamique de par des constantes de temps courtes et des liens entre paramètres électriques et dynamique de par des constantes de temps courtes et des liens entre paramètres électriques et températurtempérature a priori méconnus. Dès lors que nous cherchons à étudier l’impact de la température e a priori méconnus. Dès lors que nous cherchons à étudier l’impact de la température sur les caractéristiques en dynamique du composant à différents points, cette méthode double sur les caractéristiques en dynamique du composant à différents points, cette méthode double pulse ne se révèle pas totalement adéquat de par le phénomène d’autopulse ne se révèle pas totalement adéquat de par le phénomène d’auto–échauffeéchauffement du DUT. ment du DUT. Afin d’étudier avec une grande flexibilité et précision l’impact de la tension VAfin d’étudier avec une grande flexibilité et précision l’impact de la tension VININ et du courant Iet du courant Idd commutés sur la dynamique d’un composant grand gap indépendamment de la température, commutés sur la dynamique d’un composant grand gap indépendamment de la température, nous avons mis au point une méthode de caractérisation spénous avons mis au point une méthode de caractérisation spécifique supprimant l’autocifique supprimant l’auto–échauffement du DUT.échauffement du DUT.

Table des matières

INTRODUCTION GENERALE 
I. C HA PITRE I L ES COMPOSANTS GRAND GAP POUR LA CONVERSI ON D ENERGIE 
I.1 I NTRODUCTION
I.2 L E CONVERTISSEUR DE P UISSANCE SYNCHRONE
I.2.1 Les convertisseurs d’énergie
I.2.2 Les interrupteurs de puissance
I.2.3 Le redressement synchrone
I.2.3.1 Le hacheur abaisseur à un quadrant
I.2.3.2 La commutation synchrone transistor/transistor pour améliorer le rendement
I.2.3.3 Une commutation hybride synchrone/naturelle utilisée en pratique
I.2.3.4 Plusieurs diodes en antiparallèle des interrupteurs
I.3 L ES COMPOSANTS GRAND GAP
I.3.1 Des composants aux performances intrinsèques supérieures
I.3.2 Des composants sans diode parasitenterne
I.3.2.1 Le HEMT GaN
I.3.2.2 Le JFET SiC purement vertical
I.3.2.3 Des composants bidirectionnels en courant mais avec un mode de conduction inverse partic ulier
I.3.3 Des composants plus sensibles aux composants parasites
I.3.3.1 Les composants parasites dans le convertisseur de puissance
I.3.3.2 Des risques plus importants de claquage en tension entre les électrodes de puissance
I.3.3.3 Des risques importants de casse du composant et de remise en conduction parasite
I.4 LLAA COMMANDE DES INTERRUCOMMANDE DES INTERRUPTEURS DE PUISSANCE PTEURS DE PUISSANCE DANS UN CONVERTISSEUDANS UN CONVERTISSEUR R SYNCHRONESYNCHRONE
I.4.1 La commande d’un interrupteur à effet de champLa commande d’un interrupteur à effet de champ
I.4.1.1 Le circuit de commande de grilleLe circuit de commande de grille
I.4.1.2 La commande à la fermeture et à l’ouverture du transistor de puissanceLa commande à la fermeture et à l’ouverture du transistor de puissance
I.4.1.3 Les pertes liées à la charge de grilleLes pertes liées à la charge de grille
I.4.2 La commande de l’interrupteur HighLa commande de l’interrupteur High–SideSide
I.4.2.1 Transfert des signaux de commandes au HighTransfert des signaux de commandes au High–SideSide
I.4.2.2 L’alimentation du circuit de commande HighL’alimentation du circuit de commande High–SideSide
I.4.3 Des circuits de commande intelligents pour protéger l’interrupteurDes circuits de commande intelligents pour protéger l’interrupteur
I.4.3.1 Protection contre Protection contre les courtsles courts–circuits et les surcircuits et les sur–courantscourants
I.4.3.2 Protection contre les sousProtection contre les sous–tensions du circuit de commande et les surtensions du circuit de commande et les sur–températtempératuresures
I.4.3.3 Les premiers circuits de commande adaptés aux composants grand gapLes premiers circuits de commande adaptés aux composants grand gap
I.5 VVERS UN CONVERTISSEURERS UN CONVERTISSEUR SYNCHRONE A BASE DE SYNCHRONE A BASE DE COMPOSANTS GRAND GAPCOMPOSANTS GRAND GAP SANS SANS AUCUNEAUCUNE DIODEDIODE
I.5.1 La suppression de la diode La suppression de la diode antiparallèleantiparallèle
I.5.1.1 La diode La diode antiparallèleantiparallèle : un composant haute tension onéreux qui n’a plus : un composant haute tension onéreux qui n’a plus raison d’êtreraison d’être
I.5.1.2 La nouvelle cellule de commutation transistor/transistor sans diodesLa nouvelle cellule de commutation transistor/transistor sans diodes
I.5.2 Des pertes supplémentaires durant les temps mortsDes pertes supplémentaires durant les temps morts
I.5.2.1 Etude théorique des pertesEtude théorique des pertes
I.5.2.2 Evaluation expérimentale des pertes dues aux temps mortsEvaluation expérimentale des pertes dues aux temps morts
I.5.3 Réduire les pertes durant les temps mortsRéduire les pertes durant les temps morts
I.5.3.1 La diminution de la chute de tension durant les temps mort par un circuit de La diminution de la chute de tension durant les temps mort par un circuit de commande trois niveauxcommande t
I.5.3.2 Un temps mort très faible, difficile à garantir dans un convertisseur de Un temps mort très faible, difficile à garantir dans un convertisseur de puissance haute tensionpuissance haute t
I.6 CCONCLUSIONONCLUSION
II. CCHAPITREHAPITRE IIII ADAPTATION DDAPTATION DE LA COMMANDE AUX CAE LA COMMANDE AUX CARACTERISTIQUES DES CRACTERISTIQUES DES COMPOSANTS OMPOSANTS GRAND GAPGRAND GAP
II.1 IINTRODUCTIONNTRODUCTION
II.2 LLES PES PERFORMANCES DYNAMIQUERFORMANCES DYNAMIQUES DES COMPOSANTS ENES DES COMPOSANTS EN FONCTION DU POINT DEFONCTION DU POINT DE FONCTIONNEMENTFONCTIONNEMENT
II.2.1 La méthode classique de caractérisation La méthode classique de caractérisation dite «dite « double pulsedouble pulse » en environnement » en environnement variablevariable 8181
II.2.1.1 La méthode double pulseLa méthode double pulse
II.2.1.2 Modélisation thermique d’un HEMT GaNModélisation thermique d’un HEMT GaN
II.2.1.3 Influence de la méthode de caractérisation double pulse à différents points de Influence de la méthode de caractérisation double pulse à différents points de caractérisationcaractérisat
II.2.2 Une méthodeUne méthode spécifique de caractérisation en dynamiquespécifique de caractérisation en dynamique
II.2.2.1 Un hacheur série fonctionnant en mode pulséUn hacheur série fonctionnant en mode pulsé
II.2.2.2 L’impact de la méthode proposée sur les commutations du composantL’impact de la méthode proposée sur les commutations du composant
II.2.2.3 La suppression des contraintes thermiques sur le composant à testerLa suppression des contraintes thermiques sur le composant à tester
II.2.3 La dépendance des commutations d’un composant grand gap au point de La dépendance des commutations d’un composant grand gap au point de fonctionnementfonctionnement
II.2.3.1 Le circuit de caractérisationLe circuit de caractérisation
II.2.3.2 L’évolution des commutations d’un JFET SiC en fonction du point de L’évolution des commutations d’un JFET SiC en fonction du point de fonctionnement caractérisé par une méthode flexible
II.3 LLE CONTROLE DES FORMEE CONTROLE DES FORMES DE COMMUTATIONS PAS DE COMMUTATIONS PAR ADAPTATION DE LR ADAPTATION DE L’’IMPEDANCE IMPEDANCE DE GRILLEDE GRILLE
II.3.1 Les circuits passifs d’aide à la commutationLes circuits passifs d’aide à la commutation
II.3.2 La modulation de la vitesse de commutation par le contrôle de l’impédance de La modulation de la vitesse de commutation par le contrôle de l’impédance de grille
II.3.2.1 À la commutation du courant de drainÀ la commutation du courant de drain
II.3.2.2 À la commutation de la tension drainÀ la commutation de la tension drain–sourcesource
II.3.2.3 Impact de l’impédance de grille sur la commutation d’un composant grand Impact de l’impédance de grille sur la commutation d’un composant grand gap dans un convertisseur synchronegap da
II.3.3 Un circuit à impédance de sortie adaptative pour la commande de composants Un circuit à impédance de sortie adaptative pour la commande de composants grand gapgrand gap 105105
II.3.3.1 Des circuits actifs de commande de grille pour IGBTsDes circuits actifs de commande de grille pour IGBTs
II.3.3.2 Un circuit à impédance de sortie programmable à la montée et à la descente Un circuit à impédance de sortie programmable à la montée et à la descente pour une commande sûre des composan
II.4 LLA PUCE DE COMMANDE AA PUCE DE COMMANDE A IMPEDANCE DE SORTIE IMPEDANCE DE SORTIE PROGRAMMABLEPROGRAMMABLE
II.4.1 Dimensionnement du circuit de commande adaptatifDimensionnement du circuit de commande adaptatif
II.4.1.1 Les transistors utilisés pour la conception des différents blocs de la puceLes transistors utilisés pour la conception des différents blocs de la puce …. 111111
II.4.1.2 Dimensionnement de l’étage de sortieDimensionnement de l’étage de sortie
II.4.1.3 Des préamplificateurs possédant une sécurité antiDes préamplificateurs possédant une sécurité anti–recouvrement de l’étage de recouvrement de l’étage de sortiesortie 117117
II.4.1.4 Les cLes circuits de décalage de niveauxircuits de décalage de niveaux
II.4.1.5 Détection de l’état de commutation du transistorDétection de l’état de commutation du transistor
II.4.2 Dessin des masquesDessin des masques
II.4.2.1.4.2.1 Le dessin en technologie AMS 0.35µm HVLe dessin en technologie AMS 0.35μm HV
II.4.2.2 L’étage d’amplificationL’étage d’amplification
II.4.2.3 Le placement au niveau hautLe placement au niveau haut
II.4.3 Validation de la méthode de commande adaptative dans un convertisseur de Validation de la méthode de commande adaptative dans un convertisseur de puissance synchronepuissance synchrone
II.4.3.1 La puceLa puce
II.4.3.2 CCaractérisation du circuit de commandearactérisation du circuit de commande
II.4.3.3 Mise en oeuvre de la méthode de commande adaptative dans un convertisseur Mise en oeuvre de la méthode de commande adaptative dans un convertisseur de puide puissance synchrone à base d
II.5 L’L’INTEGRATION HETEROGEINTEGRATION HETEROGENE DNE D’’UN CIRCUIT UN CIRCUIT LLEVELEVEL–SSHIFTER POUR DES HIFTER POUR DES APPLICATIONSAPPLICATIONS HAUTES TENSIONSHAUTES TENSIONS,, HAUTES FR
II.5.1 Une topologie demiUne topologie demi–pont en H avec un seul transformateur depont en H avec un seul transformateur de signaux deux signaux deux voies et un circuit Levelvoies et un circu
II.5.2 Un circuit LevelUn circuit Level–Shifter haute tension, haute températureShifter haute tension, haute température, rapide et régulé en , rapide et régulé en courantcourant 139139
II.5.2.1 La diode régulée en courantLa diode régulée en courant
II.5.2.2 Un circuit LevelUn circuit Level–Shifter régulé en courant et intégrable monolithiquementShifter régulé en courant et intégrable monolithiquement
II.5.3 Validation expérimentaleValidation expérimentale
II.5.3.1 Conception d’un prototype de circuit de décalage des niveaux à base de Conception d’un prototype de circuit de décalage des niveaux à base de JFET SiCJFET SiC 143143
II.5.3.2 Résultats expérimentauxRésultats expérimentaux
II.6 CCONCLUSIONONCLUSION
III. CCHAPITRE HAPITRE IIIIII L’ L’AUTOCOMMUTATION DES AUTOCOMMUTATION DES COMPOSANTS GRAND GAPCOMPOSANTS GRAND GAP DANS UN DANS UN CONVERTISSEUR SYNCHRCONVERTISSEUR SYNCHRONEONE
III.1 IINTRODUCTIONNTRODUCTION
III.2 UUN TEMPS MORT OPTIMALN TEMPS MORT OPTIMAL DEPENDANT DU POINT DDEPENDANT DU POINT DE FONCTIONNEMENTE FONCTIONNEMENT
III.2.1 Le point milieu capacitif d’un convertisseur synchroneLe point milieu capacitif d’un convertisseur synchrone
III.2.2 Impact du temps mort en fonction de la charge dans des convertisseurs Impact du temps mort en fonction de la charge dans des convertisseurs synchrones à base de composants grand gap sans
III.2.2.1 Etude basée sur la simulationEtude basée sur la simulation
III.2.2.2 Observation par mesures expérimentalesObservation par mesures expérimentales
III.2.3 Un temps de commutation plus long à faible puissance requérant un temps mort Un temps de commutation plus long à faible puissance requérant un temps mort plus longplus long 159159
III.2.4 Les convertisseurs à temps mort autoLes convertisseurs à temps mort auto–adaptatifadaptatif
III.2.4.1I.2.4.1 Détection de la conduction de la diode au niveau du point milieuDétection de la conduction de la diode au niveau du point milieu
III.2.4.2 Adaptation du temps mort par surveillance de la chargeAdaptation du temps mort par surveillance de la charge
III.3 L’L’AUTOCOMMUTATIONAUTOCOMMUTATION :: UNE GESTION LOCALEUNE GESTION LOCALE,, DYNAMIQUE ET SECURISDYNAMIQUE ET SECURISEE DU EE DU TEMPS MORTTEMPS MORT
III.3.1 Une cellule de commutation transistor/transistor idéale sans conduction en Une cellule de commutation transistor/transistor idéale sans conduction en inverse sous le seuilinverse sous le
III.3.2 Utilisation Utilisation de l’interférence entre Highde l’interférence entre High–Side et LowSide et Low–Side pour la détection de Side pour la détection de l’ouverture du transistor op
III.3.2.1 La circulation dLa circulation d’un courant parasite au travers de la grille d’un transistor ’un courant parasite au travers de la grille d’un transistor lors de la variation de sa ten
III.3.2.2 Observation de la circulation du courant parasite de grille par simulation Observation de la circulation du courant parasite de grille par simulation des convertisseurs Buck grand gap
III.3.33.3 Un mode «Un mode « d’écouted’écoute » spécifique du circuit de commande facilitant la détection » spécifique du circuit de commande facilitant la détection de l’ouverture du transisto
III.3.3.13.1 Un mode d’écoute haute impédance spécifiqueUn mode d’écoute haute impédance spécifique
III.3.3.2 Les chronogrammes du convertisseur synchrone autocommuté proposéLes chronogrammes du convertisseur synchrone autocommuté proposé
III.4 CCONCEPTION DE LA PUCEONCEPTION DE LA PUCE DE COMMANDE PERMETTADE COMMANDE PERMETTANT LNT L’’AUTOCOMMUTATION AUTOCOMMUTATION DES COMPOSANTSDES COMPOSANTS
III.4.1 Dimensionnement de la partie commandeDimensionnement de la partie commande
III.4.1.1 Les blocs et transistors de la puce de commande intégrant un contrôleur de Les blocs et transistors de la puce de commande intégrant un contrôleur de temps morts autotemps morts auto
III.4.1.2 La fonction d’amplification de puissanceLa fonction d’amplification de puissance
III.4.1.3 Les circuits de décalage de niveauxLes circuits de décalage de niveaux
III.4.2 Dimensionnement de la fonction de détectDimensionnement de la fonction de détection de l’ouverture du transistor opposéion de l’ouverture du transistor opposé 182182
III.4.2.1 Le mode d’écoute haute impédanceLe mode d’écoute haute impédance
III.4.2.2 Le détecteur d’ouvertureLe détecteur d’ouverture
III.4.3 Dessin des masquesDessin des masques
III.4.3.1 Les transistors utilisésLes transistors utilisés
III.4.3.2 La partie amplification de puissanceLa partie amplification de puissance
III.4.3.3 Le circuit de détection de l’ouverture du transistor opposéLe circuit de détection de l’ouverture du transistor opposé
III.4.3.4 Le dessin au niveau hautLe dessin au niveau haut
III.5 L’L’AUTOCOMMUTATION DES AUTOCOMMUTATION DES COMPOSANTS GRAND GAPCOMPOSANTS GRAND GAP DANS UN CONVERTISSEUDANS UN CONVERTISSEUR R SYNCHRONE SANS DIODESYNCHRONE SANS DIODESS
III.5.1 Caractérisation de la puce de commande pour l’autocommutationCaractérisation de la puce de commande pour l’autocommutation
III.5.1.1 La puceLa puce
III.5.1.2 Caractérisation de la partie commandeCaractérisation de la partie commande
III.5.1.3 Caractérisation de la partie détectionCaractérisation de la partie détection
III.5.2 Le convertisseur Buck de testLe convertisseur Buck de test
III.5.3 L’autocommutation des HEMTs GaNL’autocommutation des HEMTs GaN
III.5.3.1 Les formes d’ondes expérimentales du convertisseur Buck à base de HEMTs Les formes d’ondes expérimentales du convertisseur Buck à base de HEMTs GaN autocommutésGaN autocommutés
III.5.3.2 La détection en fonction de la charge de sortieLa détection en fonction de la charge de sortie
III.5.3.3 L’augmentation du rendemenL’augmentation du rendement du convertisseur sans diodest du convertisseur sans diodes
III.5.4 L’autocommutation des JFETs SiCL’autocommutation des JFETs SiC
III.5.4.1 La détection en fonction de la charge de sortieLa détection en fonction de la charge de sortie
III.5.4.2 L’augmentation du rendement à faible et forte chargeL’augmentation du rendement à faible et forte charge
III.5.4.3 Le convertisseur synchrone SiC avec et sans diodes hautes performancesLe convertisseur synchrone SiC avec et sans diodes hautes performances 209209
III.6 CCONCLUSIONONCLUSION
CONCLUSION GENERALE
BIBLIOGRAPHIE
PUBLICATIONSUBLICATIONS

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