Interconnexions et inductances sur substrat silicium bicmos

La conception de circuits monolithiques sur silicium pour un fonctionnement vers les fréquences millimétriques n’est possible que si les éléments actifs (transistors bipolaires SiGe), très performants, sont associés à des éléments passifs faibles pertes. Ce premier chapitre est donc consacré à l’optimisation des performances des éléments passifs « sensibles » sur substrat silicium pour une utilisation au-delà de 20 GHz.

LE SUBSTRAT SILICIUM BICMOS

Nous avons pu bénéficier d’une filière BiCMOS SiGe 0,25 µm pour la réalisation des circuits. Cette filière a été mise à notre disposition par le fondeur ST Microelectronics, dans le cadre d’une collaboration avec notre laboratoire.

Caractéristiques du substrat 

Contrairement aux technologies CMOS, les substrats employés dans les filières BiCMOS SiGe sont faiblement dopés, de l’ordre de 10-20 Ω.cm, afin de garantir des performances convenables pour les éléments passifs intégrés. Cependant, des couches fortement dopées (couches enterrées P+ /N+ ) sont généralement implantées à la surface du substrat P- au début du processus de fabrication. Ces couches sont indispensables pour prévenir des phénomènes de verrouillage (« latch up ») dans les circuits logiques CMOS, mais vont aussi induire des pertes importantes dans certains éléments passifs, notamment les inductances, du fait de leur forte conductivité.

Fort heureusement, il est possible d’éviter l’implantation de ces couches enterrées fortement dopées dans les zones au-dessus desquelles seront intégrés ensuite les éléments passifs. Cependant, la couche supérieure du substrat sur laquelle sont fabriqués tous les éléments actifs est déposée par épitaxie (Népi), après l’implantation des couches enterrées susnommées. Il n’est donc pas possible d’avoir un dopage P- jusqu’à la surface du substrat pour des raisons évidentes de planéité. Il est toutefois possible de changer les caractéristiques de cette couche épitaxiale en procédant à l’implantation de caissons de type P (Pwell) ou N (Nwell), utilisés notamment pour la fabrication des transistors MOS. Parmi ces trois configurations possibles, c’est la couche dans sa configuration initiale (Népi) qui est susceptible de fournir les meilleurs résultats en terme de pertes pour les éléments passifs, puisqu’elle possède la plus forte résistivité. Ce résultat sera confirmé lors de l’étude réalisée sur les inductances (cf. § 4.4.2).

Les niveaux de métallisation 

Classiquement, les filières silicium disposent d’un grand nombre de niveaux métalliques positionnés sur la partie supérieure du substrat . Ces métallisations sont généralement réalisées avec un alliage à base d’aluminium. Le niveau de métallisation supérieur est toujours le plus épais et offre la meilleure conductivité parmi tous les niveaux disponibles. Son éloignement par rapport à la surface du substrat est aussi maximal ce qui permet de minimiser le couplage électromagnétique entre un ruban métallique et le substrat. Pour tous ces avantages, les lignes de transmission ainsi que les inductances sont alors préférentiellement réalisées en utilisant ce dernier niveau métallique. La filière BiCMOS SiGe dont nous disposons est constituée de cinq niveaux de métallisation.

LE CHOIX DES INTERCONNEXIONS POUR LA BANDE K 

Il existe essentiellement deux catégories d’interconnexions pour la réalisation de circuits micro-ondes monolithiques, qui sont la ligne microruban et le guide coplanaire. Historiquement, la technologie microruban a été la plus développée, tout d’abord pour les applications hybrides, puis pour la conception de circuits monolithiques. Cette technologie d’interconnexions dispose de modèles analytiques paramétrés fiables et éprouvés qui permettent de concevoir des circuits performants très rapidement. Le guide coplanaire a été introduit par C.P. Wen en 1969. A cette époque, les recherches étaient surtout orientées vers les fréquences centimétriques pour lesquelles le guide coplanaire est moins intéressant que la ligne microruban en raison des pertes élevées qu’il présente. Depuis quelques années cependant, on le retrouve dans certaines applications millimétriques sur GaAs ou InP, fréquences auxquelles ses performances deviennent équivalentes voire supérieures aux lignes microrubans dans ces mêmes technologies. Le guide coplanaire est aussi reconnu pour sa faible dispersion fréquentielle ainsi que pour le couplage réduit entre lignes adjacentes. Sur silicium, plusieurs études ont montré les potentialités des guides coplanaires. Mais le plus souvent, ces études sont réalisées en employant des substrats particuliers, à haute résistivité [8] ou en procédant à son micro usinage [9]. Quelques auteurs ont cependant reporté des pertes comparables aux lignes microruban en utilisant des substrats silicium classiques [10] [11], ce qui rend le guide coplanaire potentiellement très intéressant.

Validation expérimentale des simulations électromagnétiques 

L’évaluation des pertes dans les différents types de lignes de transmission nécessite un grand nombre de lignes de test pour réaliser des abaques précis. Ce travail peut aussi être effectué à l’aide de simulations électromagnétiques (EM), en ne fabriquant que quelques motifs de tests pour calibrer et valider les simulateurs utilisés.

Spécificités des simulateurs électromagnétiques employés

Nous disposons au laboratoire de deux logiciels de simulation électromagnétique qui sont Sonnet et HFSS. Le premier est un simulateur planaire 2,5D employant la méthode des moments qui permet l’étude de petites structures de façon très rapide. Le second est un simulateur 3D basé sur le principe des éléments finis capable de résoudre les équations de Maxwell dans un volume donné. Leur emploi nécessite plusieurs précautions afin d’obtenir des résultats de simulation corrects. Avec le logiciel Sonnet, la prise en compte de l’effet de peau dans les conducteurs est réalisée de façon analytique en utilisant un coefficient RRF qui traduit l’élévation de résistance dans le métal [12]. Sa valeur est déterminée par l’utilisateur au travers d’une relation qui suppose que le courant ne circule que sur une seule face de la métallisation. Cette approximation est correcte lorsque l’on modélise des lignes microruban dont la largeur du ruban est très supérieure à son épaisseur. Pour tout autre type de ligne, l’approximation réalisée n’est plus valable et tend à surestimer les pertes. Dans notre cas, l’épaisseur et la largeur du conducteur sont du même ordre de grandeur et le courant passe aussi sur les côtés, quel que soit le type de ligne. Il faut donc prendre en compte l’épaisseur des conducteurs [12] et déterminer la constante RRF’ < RRF de façon empirique en se référant à la mesure précise d’un motif de ligne.

Il existe deux façons de modéliser l’effet de peau dans le simulateur HFSS. La première, la plus couramment utilisée, consiste à employer une impédance de surface calculée de manière analytique et qui constitue une condition aux limites pour le calcul des champs autour de la structure. Cette technique traduit correctement les pertes par conduction aux hautes fréquences mais sous-estime fortement la résistivité du métal aux basses fréquences, lorsque l’effet de peau n’existe pas encore. Il est alors nécessaire d’utiliser la seconde technique qui consiste à mailler l’intérieur des métallisations pour calculer de manière physique la pénétration des ondes dans les conducteurs. Cette méthode est très efficace mais nécessite un nombre de mailles très important, ce qui se traduit par des temps de simulations considérablement accrus. De ces deux méthodes, il n’y en a pas une meilleure que l’autre et le choix doit être fait en fonction de la structure à étudier. Parmi les critères qui vont déterminer le choix de l’utilisateur, on peut citer la précision souhaitée sur la résistance équivalente des métallisations, la taille du domaine d’étude, les fréquences auxquelles la structure est étudiée puisque la méthode qui procède au maillage des métallisations possède une limite supérieure fréquentielle dépendant de la densité du maillage, etc. …

Validation des simulations à partir de mesures sur différentes lignes

Dans cette partie nous allons valider les simulations électromagnétiques sur lesquelles nous allons nous appuyer pour évaluer les potentialités des divers types d’interconnexions. Pour cela, nous avons réalisé plusieurs types de lignes, pour ensuite confronter les caractérisations expérimentales aux simulations électromagnétiques. Pour ces simulations, notre choix s’est porté sur Sonnet pour sa rapidité avec les lignes microrubans. Pour la ligne coplanaire, nous avons préféré HFSS qui permet de dessiner et de tenir compte de manière plus précise la couche de passivation. Contrairement à la ligne microruban, cette couche a effectivement une incidence forte sur la capacité linéique simulée, et donc sur l’impédance caractéristique obtenue.

Les écarts constatés entre les simulations et les mesures (β, Zc) résultent de l’imprécision de la technique utilisée pour l’extraction des éléments parasites liés aux accès. En procédant selon la méthode suggérée par Eisenstadt, les éléments parasites série des plots de mesure ne sont pas retirés de la mesure brute et il réside ainsi une incertitude sur la longueur effective de la ligne. Dans le cas d’une ligne de plusieurs millimètres de longueur, l’erreur introduite est négligeable et ne nuit pratiquement pas aux résultats obtenus. Dans notre cas où les lignes sont courtes (1 mm), l’erreur produite sur les caractéristiques électriques extraites est significative. D’autres méthodes de caractérisation ont alors été envisagées. Nous avons réalisé deux nouvelles lignes accompagnées de motifs de test supplémentaires constitués d’un court tronçon de ligne (motif « thru »). La première est une ligne microruban comportant un ruban de 7 µm de large. La seconde ligne est un guide coplanaire avec les caractéristiques géométriques suivantes : w = 11 µm, g = 4,5 µm et wgnd = 50 µm. L’impédance caractéristique de ces deux lignes a été fixée à environ 50 Ω.

Table des matières

INTRODUCTION GENERALE
CHAPITRE I : INTERCONNEXIONS ET INDUCTANCES SUR SUBSTRAT SILICIUM BICMOS
1. Introduction
2. Le substrat silicium BiCMOS
2.1 Caractéristiques du substrat
2.2 Les niveaux de métallisation
3. Le choix des interconnexions pour la bande K
3.1 Validation expérimentale des simulations électromagnétiques
3.1.1 Spécificités des simulateurs électromagnétiques employés
3.1.2 Validation des simulations à partir de mesures sur différentes lignes
3.2 Potentialité des différentes structures de propagations étudiées
3.2.1 La ligne microruban
3.2.2 Le guide coplanaire
3.2.3 La ligne à rubans coplanaires
3.3 Conclusion
4. Optimisation des inductances pour les fréquences millimétriques
4.1 Les mécanismes à l’origine des pertes dans les inductances intégrées
4.1.1 Pertes dans les métallisations
4.1.2 Pertes dans le substrat
4.2 Un critère d’évaluation des performances d’une inductance : le facteur de qualité
4.3 Influence des différents types de pertes sur les performances d’une inductance
4.3.1 Expression du facteur de qualité en fonction des différents types de pertes
4.3.2 Détermination analytique des différentes contributions
4.4 Minimisation des pertes
4.4.1 Les pertes dans les conducteurs
4.4.2 Solutions pour la minimisation des pertes liées au substrat
4.5 Elaboration d’une bibliothèque d’inductances intégrées destinée aux applications millimétriques
4.5.1 Problèmes posés par les mesures
4.5.2 Description de la bibliothèque d’inductances
4.5.3 Mise en place d’un plan de masse autour des inductances
4.5.4 Améliorations possibles
5. Conclusion
CHAPITRE II : TOPOLOGIES DE PAIRES DIFFÉRENTIELLES EXPLOITABLES AUX FRÉQUENCES MILLIMÉTRIQUES
1. Introduction
2. Rappels théoriques
2.1 Modes pair/impair et modes commun/différentiel
2.2 Application aux amplificateurs différentiels : taux de réjection de mode commun
2.2.1 Définition
2.2.2 Equivalence du TRMC avec les écarts en phase et en gain
3. Facteurs limitatifs de la paire différentielle classique
4. Conception de paires différentielles « hautes fréquences »
4.1 Condition d’annulation du mode pair
4.2 Matrice impédance d’un TBH SiGe monté en émetteur commun
4.3 Application aux trois configurations possibles pour les transistors
4.3.1 Détermination de l’impédance de couplage optimale
4.3.2 Configuration émetteur commun
4.3.3 Configuration base commune
4.3.4 Configuration collecteur commun
5. Conclusion
CHAPITRE III : ETUDE ET CONCEPTION D’UN DIVISEUR DE PUISSANCE ACTIF 180°
1. Introduction
2. Définitions
2.1 Le diviseur de puissance 180°
2.2 Paramètres caractéristiques
3. Un bref état de l’art sur les coupleurs Si/SiGe
3.1 Coupleurs passifs
3.2 Coupleurs actifs
4. Conception du diviseur de puissance 180°
4.1 Cahier des charges
4.1.1 Impédances d’entrée et de sortie
4.1.2 Facteur de bruit, gain et linéarité 78
4.2 Description du diviseur de puissance 180°
4.2.1 Choix de la topologie
4.2.2 Optimisation du premier étage
4.2.3 Optimisation du second étage
4.2.4 Réalisation du dessin des masques
4.3 Résultats de simulation
4.3.1 Caractéristiques linéaires
4.3.2 Caractéristiques non linéaires
4.3.3 Conclusion
4.4 Etude de la stabilité
4.5 Analyse statistique des dispersions sur les éléments du circuit
5. Mesures du circuit
5.1 Le report de la puce
5.2 Technique employée pour la mesure des paramètres S
5.3 Résultats de mesure
5.3.1 Caractéristiques « petit signal »
5.3.2 Caractéristiques non linéaires
5.4 Conclusion
6. Améliorations possibles du diviseur de puissance 180°
7. Conclusion
CONCLUSION GENERALE

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