Integration des amplificateurs de puissance RF en technologie LDMOS

Malgré l’évolution des normes de communication sans fils au cours du temps, avec l’introduction de nouveaux codages numériques ou la libération de nouvelles fenêtres dans le spectre électromagnétique, l’amplificateur de puissance reste un des blocs les plus critiques de tout système de communication et fait de plus souvent l’objet de contraintes supplémentaires (comme par exemple de linéarité dans le cas du standard WCDMA). A l’heure actuelle, la transition des tubes à vide, généralement utilisés comme composants pour les amplificateurs de puissance, vers les circuits à état solide est quasiment achevée, surtout pour des niveaux de puissance inférieurs à 10kW. De nos jours, le cœur d’un amplificateur de puissance est donc le plus souvent un transistor.

Les amplificateurs de puissance pour les nouvelles applications RF

Généralités

De nombreux travaux ont été effectués ces dernières années sur l’intégration en technologie CMOS de fonctions RF de réception (LNA, mélangeur,..) ou d’émission moyenne puissance (mélangeur, préamplificateur,..). Moins de travaux semblent avoir été conduits sur l’intégration d’amplificateurs de puissance radiofréquences. Les circuits qui constituent un système radiofréquence sont nombreux et la partie radio proprement dite apparaît comme un maillon délicat du système. Parmi les nombreuses fonctions radiofréquences, l’amplificateur de puissance représente un bloc particulièrement critique de la chaîne d’émission, du fait de sa consommation élevée et des forts niveaux de puissance du signal qu’il doit gérer

Un amplificateur de puissance constitue souvent le dernier étage d’un émetteur. Il doit être capable de fournir une puissance suffisante pour permettre la transmission du signal RF, sans distorsion pour que l’information ne soit pas altérée. La problématique d’un amplificateur de puissance consiste donc à trouver le moyen le plus efficace pour délivrer une puissance RF déterminée à une charge constituée par l’antenne. Les compromis de la conception d’amplificateurs de puissance sont principalement le gain en puissance, la puissance de sortie, la linéarité, et le rendement [2]. Il s’agit du bloc le plus complexe à mettre en œuvre dans la chaîne d’émission .

Généralement, un amplificateur est constitué de plusieurs étages. Il est composé d’un étage de pré-amplification, appelé aussi « driver », puis de l’étage de puissance proprement dit. Cependant, un amplificateur de puissance n’est pas seulement composé de transistors. Il contient aussi des composants passifs servant à optimiser l’adaptation du circuit aux charges, ceci dans le but d’optimiser les transferts de puissance et de délivrer la puissance de sortie maximale. Le facteur de qualité des composants passifs joue un rôle important sur la performance pour optimiser le transfert de puissance et limiter l’échauffement de l’amplificateur.

Cahier des charges

Les amplificateurs de puissances sont dimensionnés et fabriqués selon un cahier des charges déterminé pour une application spécifique (ex : GSM, UMTS, WiMax etc…). Chaque application possède ses propres spécifications fixées par un standard.

Les fabricants doivent veiller à ce que leurs produits respectent ces spécifications. De plus, les amplificateurs fabriqués doivent être robustes, linéaires sur toute la bande de fréquence et plage de puissance et présenter un rendement le plus élevé possible. La robustesse d’un amplificateur de puissance signifie sa capacité à supporter un grand rapport d’onde stationnaire « VSWR » (généré par une forte désadaptation des charges) tout en délivrant sa puissance nominale. Ce paramètre est nécessaire pour garantir le bon fonctionnement du PA dans le cas d’une désadaptation des charges non intentionnelle (exemple : variation de l’impédance d’une antenne en fonction de l’environnement externe dans lequel elle est située). La linéarité des PA est spécifiée selon le standard de communication et, compte tenu de la complexité des signaux (le plus souvent difficilement assimilables à des sinusoïdes, comme dans le cas de l’IP3), elle est mesurée par un rapport des puissances du canal adjacent (correspondant à la bande du produit d’intermodulation d’ordre 3) et du canal du signal principal. Ce rapport est appelé ACPR (Adjacent Channel Power Ratio). Pour le GSM 900 et GSM 1800 qui utilisent le mode de multiplexage TDMA/FDMA et pour lesquels le signal modulé présente une enveloppe constante, les facteurs de mérite les plus importants pour les PA sont la puissance de sortie et le rendement. L’ACPR pour ces standards est fixé à -30dBc. Pour l’UMTS qui utilise le mode de multiplexage W-CDMA, les facteurs de mérites les plus importants pour les PA sont toujours la puissance de sortie et le rendement accompagnés de spécifications de linéarité plus contraignantes. L’ACPR pour ce standard est en effet fixé à -42 dBc [4].

Pour répondre à ces spécifications et conserver suffisamment de flexibilité pour l’architecture des stations de base, le plus facile serait d’utiliser un PA par porteuse RF. De même, pour que la station de base atteigne une puissance de sortie de 20W par porteuse, chaque PA doit pouvoir fournir 55W pour compenser les pertes dans les filtres passe-bandes, le combineur de puissance et les câbles [3] mais surtout pour satisfaire les contraintes de linéarité.

Etat de l’art

Au cours des années 1980, le développement commercial des systèmes de communication et de diffusion HF, UHF et VHF, a entraîné la première vague d’innovations technologiques des amplificateurs RF de puissance et des systèmes de communication. Cette décennie a aussi vu la naissance des systèmes de communications cellulaires analogiques. Durant les années 1990, une deuxième génération (2G) de systèmes cellulaires numériques a bouleversé le domaine, accompagnée de grandes avancées pour les amplificateurs de puissance RF. Au début du 21éme siècle, la troisième génération (3G) de systèmes cellulaires a été introduite. Ces systèmes, plus complexes, se distinguent par un fort débit de transmission de données et entrainent de fortes contraintes sur l’efficacité et la linéarité des amplificateurs de puissance. Comme nous le savons, le transistor constitue le cœur des amplificateurs RF de puissance. Les transistors sont fabriqués en utilisant des filières technologiques basées sur des substrats spécifiques. Dans les années 1980 jusqu’à la fin des 1990, le transistor bipolaire à jonction RF (BJT) sur silicium était l’état de l’art avec des niveaux de puissance atteignant 60W à 2GHz, en configuration émetteur commun et pour un fonctionnement en classe AB [5]. Cependant, les BJT RF de puissance ne permettaient qu’une faible linéarité et souffraient d’un phénomène d’emballement thermique limitant leur utilisation [6].

Une deuxième filière sur silicium, à effet de champ cette fois, a eu beaucoup de succès dans le domaine de l’amplification de signaux RF. Il s’agit de la filière LDMOS (Lateral Double Diffused Metal Oxide Semiconductor). Grâce aux progrès technologiques, les transistors LDMOS de puissance se sont imposés comme des composants majeurs sur le marché des composants discrets et intégrés. Cette technologie a été développée et optimisée en vue d’atteindre des forts niveaux de puissance et de rendement tout en améliorant la linéarité.

D’autres filières, utilisant principalement des matériaux III-V, ont été étudiées et développées depuis le début des années 1970. Ces matériaux, tel l’Arséniure de Gallium ou GaAs, ont été considérés très prometteurs comparés au silicium du fait de leurs propriétés physiques et électriques. De plus, en substituant quelques atomes du groupe III par des atomes d’un autre élément du même groupe, comme l’Arséniure de Galium-Aluminium AlGaAs, il est possible d’augmenter la largeur de bande interdite du matériau [1]. La maille cristalline n’étant que très peu modifié, ce procédé n’introduit pratiquement aucune contrainte ou stress dans la structure et permet le développement de dispositifs à hétérojonction tels le transistor bipolaire à hétérojonction (HBT) et le transistor à haute mobilité électronique (HEMT). Des dispositifs HBT, le transistor HBT AlGaAs/GaAs est le plus couramment utilisé pour l’amplification de puissance en raison des fortes densités de puissance auxquelles il permet d’accéder, tandis que le HBT Silicium-Germanium SiGe, plus fragile en tension mais qui présente un meilleur facteur de bruit, est plutôt destiné à l’amplification faible bruit [10]. Les HEMTs, mais surtout la version pseudomorphique PHEMT qui a supplanté la version standard, présentent un fort gain en puissance, un excellent rendement et un faible niveau de bruit faisant de cette filière un excellent choix pour les amplificateurs de puissance des téléphones mobiles [11][12].

Table des matières

INTRODUCTION GENERALE
CHAPITRE I : INTEGRATION DES AMPLIFICATEURS DE PUISSANCE RF EN TECHNOLOGIE LDMOS
I.1 INTRODUCTION
I.2 LES AMPLIFICATEURS DE PUISSANCE POUR LES NOUVELLES APPLICATIONS RF
I.2.1 Généralités
I.2.2 Cahier des charges
I.2.3 Etat de l’art
I.2.4 Evolution des transistors MOS vers les applications RF de puissance
I.2.5 Intérêt de la technologie LDMOS
I.3 SUBSTRAT LDMOS
I.3.1 Caractéristiques du substrat
I.3.2 Niveaux métalliques
I.4 TRANSISTOR DE PUISSANCE LDMOS
I.4.1 Structure physique
I.4.2 Modèles électriques
I.5 PROBLEMATIQUE D’INTEGRATION POUR L’AMPLIFICATION DE PUISSANCE
I.5.1 Préadaptations d’entrée et de sortie
I.5.1.a Principe de l’adaptation
I.5.1.b Adaptation sur abaque de Smith avec des cercles à Q constant
I.5.1.c Nécessité de la préadaptation et principe de dimensionnement
I.5.2 Fabrication des éléments passifs à l’aide de capacité MIS et de fils micro-soudés
I.5.3 Problématiques des fils micro-soudés
I.6 CONCLUSION
I.7 REFERENCES
CHAPITRE II : INTEGRATION D’INDUCTANCES POUR LA PREADAPTATION DU TRANSISTOR DE PUISSANCE
II.1 INTRODUCTION
II.2 INDUCTANCES INTEGREES
II.2.1 Structure micro-ruban
II.2.2 Origines des pertes
II.2.2.a Pertes dans les métallisations
II.2.2.b Pertes dans le substrat
II.2.3 Facteur de qualité des selfs
II.2.4 Circuit électrique équivalent
II.2.4.a Modèle typique
II.2.4.b Simplification du modèle pour la détermination analytique des éléments
II.3 DEFINITION DU PROJET ET CAHIER DES CHARGES
II.4 ETAT DE L’ART
II.5 SIMULATIONS ELECTROMAGNETIQUES SOUS HFSS
II.5.1 Effets du choix et du dimensionnement des ports sur les résultats
II.5.1.a Simulations électriques
II.5.1.b Wave ports
II.5.1.c Lumped ports
II.5.2 Prise en compte des pertes résistives
II.6 CONCLUSION
II.7 REFERENCES
CHAPITRE III : DEVELOPPEMENT DE NOUVEAUX PROCEDES POUR L’INTEGRATION D’INDUCTANCES SUR SILICIUM
III.1 INTRODUCTION
III.2 CHOIX DU DIELECTRIQUE
III.2.1 Résine à base du Benzocyclobutene BCB
III.2.2 Résine à base d’Epoxy SU8
III.3 CARACTERISATION MICRO-ONDE DE DIELECTRIQUES EN UTILISANT DES LIGNES MICRO-RUBANS
III.3.1 Problématique
III.3.2 Solution actuelle
III.3.3 Nouveau Principe
III.3.3.a Procédure d’extraction de la permittivité effective
III.3.3.b Calcul direct de la permittivité relative
III.3.3.c Calcul itératif de la permittivité relative
III.3.3.d Calcul de l’angle de perte
III.3.3.e Domaine de validité des méthodes
III.3.3.f Validations expérimentales
III.4 APPLICATION DES METHODES DEVELOPPEES POUR LA CARACTERISATION DE LA RESINE SU8
III.4.1 Dessin des masques
III.4.2 Fabrication des lignes micro-rubans
III.4.3 Résultats expérimentaux
III.4.4 Validation par simulations électromagnétiques
III.5 INFLUENCE DU SUBSTRAT DE SILICIUM ET DU PLAN DE MASSE SUR LES PERFORMANCES DES SELFS
III.5.1 Inductances sans plan de masse
III.5.1.a Influence de la résistivité du substrat de silicium
III.5.1.b Influence de l’épaisseur de diélectrique
III.5.2 Inductances avec plan de masse
III.5.2.a Effets d’un plan de masse plein
III.5.2.b Plan de masse structuré ou « Patterned ground shield »
III.5.2.c Substrat très faible résistivité : Plan de masse structuré ou plein?
III.5.3 Impact de l’épaisseur du plan de masse sur le facteur de qualité
III.6 VARIATION DU FACTEUR DE QUALITE EN FONCTION DE L’EPAISSEUR DU DIELECTRIQUE ET DE LA LARGEUR DU RUBAN
III.7 INFLUENCE DU RAPPORT W/T DU RUBAN METALLIQUE
III.8 COUPLAGE ENTRE LES RUBANS METALLIQUES
III.9 DEVELOPPEMENT DU PROCEDE D’INTEGRATION
III.9.1 Premier procédé technologique
III.9.2 Deuxième procédé technologique
III.10 CONCLUSION
III.11 REFERENCES
CONCLUSION GENERALE

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