Soutenance mémoire
Les téléphones mobiles de demain sont appelés à incorporer de plus en plus de fonctionnalités et à supporter plusieurs services et standards. A cet égard on peut citer, en plus bien évidement du GSM et de l’UMTS, le bluetooth, la télévision mobile, lecture MP3, radio FM, GPS, WLAN, WiMAX, et wirelessUSB [1] [2]. Quelques unes de ces fonctionnalités telles que la radio, appareil photo, et bluetooth pour les écouteurs sont déjà répandus dans les téléphones d’aujourd’hui. Des téléphones mobiles équipés de récepteur TV sont également apparus sur le marché et ceux équipés d’émetteur-récepteur WLAN sont en phase de développement. Ces derniers permettront de transmettre et de recevoir via les réseaux WLAN en utilisant le protocole VoIP, à des prix très bas, la parole et les données qui sont habituellement transmises sur les réseaux cellulaires. De même, le WiMAX permettra d’avoir une connexion internet et un transfert de données sur IP sur des distances élevées qui peuvent atteindre une cinquantaine de kilomètres. Concernant la connectivité courte portée, WirelessUSB basé sur l’ultra-large bande « UWB » permettra, par exemple, un transfert de données telles que photos, musique, et agenda à partir d’un PC vers le mobile et vice-versa. Il permettra également un transfert de photos du mobile vers l’imprimante pour l’impression.
Ces fonctionnalités supplémentaires doivent être incorporées sans augmentation sensible de la taille ou de la consommation, et sans dégradation des performances. Par conséquent, les circuits RF des émetteurs-récepteurs, de commutation, et de filtrage doivent être alors performants pour permettre à toutes ces applications de coexister dans un même dispositif et maintenir une faible consommation. En effet, il faut garantir que la sensibilité et la sélectivité de chaque application sont conformes aux spécifications du standard en question.
Par conséquent, les pertes dans les commutateurs et les filtres RF doivent être faible, tandis que la réjection de ces derniers doit être élevée. Ces performances doivent être excellentes même aux fréquences élevées (6 GHz) pour répondre aux standards WLAN et WiMAX opérant à ces fréquences (Figure 2). De plus, afin de répondre aux exigences de poids et de taille, un haut degré d’intégration, y compris pour les circuits RF passifs (filtres RF et commutateurs), est plus que nécessaire. Ceci permettra ainsi d’intégrer les filtres RF, qui sont actuellement discrets et encombrants, avec les commutateurs et les amplificateurs de puissance. A défaut d’intégration, les filtres RF doivent être miniatures. Les résonateurs à ondes acoustiques de volume « BAW » sont miniatures et présentent de meilleures performances, notamment aux fréquences élevées, que les résonateurs à ondes acoustiques de surface « SAW » et céramiques. En outre, leur fabrication est compatible avec les procédés technologiques microélectroniques CMOS et peuvent être directement intégrés sur le même substrat que les circuits silicium avec les techniques de micro-usinage de surface. Ces résonateurs seront certainement indispensables pour la réalisation d’un mobile multifonction.
Performances des récepteurs
Sensibilité et facteur de bruit
La sensibilité est la puissance minimale à l’entrée d’un récepteur qui donne un rapport signal sur bruit CNR correspondant à un taux d’erreur bit TEB donné (BER : Bit error rate en anglais) assez suffisant pour détecter le signal dans de bonnes conditions. Cette grandeur est principalement déterminée par le facteur de bruit global du récepteur ainsi que sa bande passante (Figure 1.1).
Sensibilté (dBm) = NF (dB ) + CNRout (dB) + NPlancher (dBm) (1.1)
Connaissant les spécifications du standard en question (sensibilité et bande passante) ainsi que le rapport signal sur bruit minimal requis par le détecteur numérique, le facteur de bruit d’un récepteur peut être estimé par la relation précédente. Dans le cas des standards GSM, DCS1800 et PCS1900, par exemple, la sensibilité est de – 102 dBm, la bande passante B est de 200 kHz, et le rapport signal sur bruit minimum CNRmin requis pour un TEB de 10⁻³ est de 9 dB. Le facteur de bruit maximal estimé d’après la relation (1.3) est donc de 10 dB. Une marge de 1 dB est généralement laissée pour l’implantation du détecteur. Donc, le facteur de bruit de la chaîne de réception doit être inférieur à 9 dB [1]. Dans le cas du standard WLAN IEEE 802.11a dont la bande passante du canal est de 16.6 MHz, la sensibilité et le rapport signal sur bruit minimal requis par le détecteur numérique dépendent du mode de transmission. Le débit de transmission varie de 6 à 54 Mbits/s. Le tableau montre la sensibilité et le type de modulation pour les différents modes de transmission. Le cas le plus contraignant est le mode 54 Mbits/s qui exige une sensibilité de –65 dBm. Le rapport signal sur bruit à la sortie du convertisseur analogique numérique doit être supérieur à 28 dB pour avoir un taux d’erreur trame inférieur à 10% [2]. En prenant une marge d’implémentation de 1 dB, le facteur de bruit du récepteur doit être alors inférieur à 7.5 dB.
Sélectivité et linéarité
La sélectivité est la capacité du récepteur à détecter le canal désiré malgré la présence de canaux adjacents et de signaux de blocage (bloqueurs de bande et hors-bande (in-band and out-of-band blockers)). Les puissances et la distribution de ces bloqueurs sont définies par le standard. Les profils de blocage des standards GSM et WLAN IEEE 802.11a sont montrés respectivement sur les Figure 1.2 et 1.4. Le standard IEEE 802.11a spécifie uniquement le niveau du canal utile et les niveaux des canaux adjacents et alternés [4]. Les bloqueurs hors-bande sont suffisamment atténués par le filtrage RF. La sélectivité est limitée par les non-linéarités du récepteur ainsi que le mélange réciproque du bruit de phase de l’oscillateur local avec les signaux interférents (bloqueurs). En effet, un bloqueur peut provoquer la dégradation du rapport signal sur interférence du signal utile par quatre mécanismes:
1. il peut réduire le gain du signal utile par compression ;
2. il peut convertir les sources de bruit BF des amplificateurs dans la bande du signal utile par mélange ;
3. il peut passer par la non-linéarité de second ordre ;
4. il peut être converti dans la bande du signal utile à la sortie du mélangeur par le bruit de phase de l’oscillateur local.
Récepteur à faible fréquence intermédiaire
L’architecture à faible fréquence intermédiaire pallie les problèmes de la tension offset DC et de bruit 1/f en utilisant une fréquence intermédiaire supérieure à zéro. Cette architecture est aussi moins sensible à la distorsion d’intermodulation d’ordre deux que celle à conversion directe. Généralement la FI est inférieure à la moitié de la bande passante du standard en question. Dans les standards de communication, le niveau des bloqueurs augmente à fur et à mesure qu’on s’éloigne du canal utile. Par conséquence, la FI est généralement d’un à deux canaux du DC afin de minimiser la réjection nécessaire du signal image. La réjection de ce signal image est généralement implantée dans le domaine digital. La Figure 1.17, par exemple, montre une topologie à réjection d’image de type Weaver. L’architecture à réjection d’image Hartley montrée dans la Figure 1.18 peut être aussi utilisée. La réjection d’image par la structure à multiplication complexe qui sera décrite dans la section suivante est aussi utilisée [18]. Ces méthodes de réjection d’image peuvent être réalisées en analogique. Cependant, la réjection d’image dans le domaine analogique est limitée à –45 dB à cause du non-appariement des voies I et Q. La réjection d’image dans le domaine digital est meilleure qu’en analogique. Comme les signaux bloqueurs sont toujours présents à la sortie du mélangeur en quadrature, les CANs dans le cas de la réjection digitale doivent avoir une dynamique élevée La réjection peut être également implantée en analogique à l’aide d’un filtre complexe [18]. Le récepteur à faible FI est approprié pour les standards où les contraintes sur les canaux adjacents sont relâchées. C’est le cas du GSM, par exemple, où la puissance du canal adjacent est seulement supérieure de 9 dBm à celle du canal désiré. Pour une FI de 100 kHz, sachant que le rapport signal sur bruit requis à l’entrée du détecteur est de 9 dB, une réjection de 30 dB est largement suffisante.
Le non-appariement des voies I et Q est plus critique dans ce genre de récepteur que dans le récepteur à conversion directe à cause de la réjection d’image. Du point de vue intégration, ce récepteur est comparable au récepteur à conversion directe. Il offre une alternative viable à ce dernier dans les applications où la suppression de la tension offset DC n’est pas possible.
Récepteur double conversion à FI large bande
Une autre architecture de récepteur intéressante de point du vue intégration et multimode est la topologie à double conversion à fréquence intermédiaire large bande [19]. Son schéma bloc est donné dans la Figure 1.19. La bande entière est translatée vers la fréquence intermédiaire par un mélangeur en quadrature en utilisant un oscillateur fixe. Un filtre passe bas ou passe bande laisse passer tous les canaux de bande qui sont par la suite transposés en bande de base en utilisant un oscillateur variable et deux mélangeurs en quadrature. Les canaux adjacents et les bloqueurs de bande sont éliminés par un filtrage analogique et/ou numérique en bande de base. Ceci confère à cette topologie comme dans le cas du récepteur à conversion directe la possibilité d’implanter un récepteur multi mode.
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Table des matières
Introduction
Chapitre 1 Généralités sur les émetteurs-récepteurs
1.1 Performances des récepteurs
1.1.1 Sensibilité et facteur de bruit
1.1.2 Sélectivité et Linéarité
1.2 Architectures des récepteurs
1.2.1 Récepteur superhétérodyne
1.2.2 Récepteur à conversion directe
1.2.3 Récepteur à faible fréquence intermédiaire
1.2.4 Récepteur double conversion à FI large bande
1.3 Architectures des émetteurs
1.3.1 Emetteur à conversion directe
1.3.2 Emetteur à double conversion
1.3.3 Emetteur à PLL
1.4 Conclusion
Bibliographie
Chapitre 2 Les résonateurs FBARs et leurs applications dans les émetteurs-récepteurs
2.1 Résonateurs à ondes acoustiques de volume
2.1.1 Principe
2.1.2 Modèle électrique équivalent
2.1.3 Matériaux piézoélectriques et électrodes
2.1.4 Types de résonateurs à ondes acoustiques de volume
2.1.5 Avantage des filtres à ondes acoustiques de volume
2.2 Résonateurs FBARs en « above-IC »
2.2.1 Réalisation technologique
2.2.2 Caractérisation
2.3 FBAR « above-IC » dans les émetteurs-récepteurs
2.4 Conclusion
Bibliographie
Chapitre 3 Amplificateurs faible bruit pour application 5 GHz
3.1 Elément passif dans la technologie BiCMOS
3.1.1 Varactors
3.1.2 Inductances
3.2 Amplificateurs faible bruit
3.2.1 Topologie
3.2.1 Facteur de bruit minimal
3.2.3 Adaptations en entrée
3.2.4 Adaptation en sortie
3.3 Implémentations
3.3.1 Amplificateurs cascodes
3.3.2 Amplificateurs cascodes différentiels
3.4 Caractérisations
3.4.1 Amplificateurs cascodes
3.4.2 Amplificateur cascodes différentiels
3.5 Conclusion
Bibliographie
Chapitre 4 VCOs LC intégrés pour applications WLAN 5 GHz
4.1 Oscillateurs contrôlés en tension
4.1.1 VCO à paire différentielle croisée
4.1.2 VCO Pierce équilibré
4.2 Résultats de simulations de caractérisations
4.2.1 VCO 4 GHz
4.2.1 VCO 5 GHz
4.2.3 VCO 10 GHz diviseur par 2
4.2.4 VCO Pierce équilibré
4.3 Conclusion
Bibliographie
Chapitre 5 Circuits RF à résonateurs FBAR « above-IC »
5.1 Amplificateurs filtrants faible bruit
5.1.1 Filtres à résonateurs FBAR
5.1.2 Amplificateur filtrant « Filtre-LNA »
5.1.3 Amplificateur filtrant « LNA-Filtre »
5.1.3 Conclusion
5.2 Oscillateurs à résonateur FBAR
5.2.1 Oscillateur Colpitts
5.2.1 Oscillateur équilibré
5.2.4 Conclusion
5.3 Caractérisations
5.3.1 Amplificateurs filtrants faible bruit
5.3.2 Oscillateurs à résonateur FBAR
5.4 Conclusion
Bibliographie
Conclusion Générale
