Fabrication et caractérisation de diodes latérales sur SOI 

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L’imagerie térahertz passive

L’imagerie THz passive s’appuie uniquement sur la différence de température entre les ob-jets ainsi que sur leurs différences de comportement optique. Elle est développée activement depuis plus de 20 ans pour la sécurité et la détection d’objets cachés. Une partie des systèmes de détection passive explore la bande sub-millimétrique, comprise entre 0:1 1 THz, où la ré-solution spatiale est de l’ordre du millimètre, avec une transmission atmosphérique correcte jusqu’à 10 m de distance. Bien que l’observation spatiale utilise une modalité d’imagerie THz passive, la sensibilité requise pour ces applications nécessite un refroidissement sub-Kelvin très poussé à l’hélium liquide et des systèmes optiques complexes pour une fabrication en très petite quantité. Ces modalités paraissent plutôt contraires à l’émergence d’une technologie grand public. C’est pour-quoi les applications de l’imagerie THz spécifiques à l’astrophysique ainsi que les détecteurs utilisés ne seront pas détaillés dans ce chapitre.
En premier lieu, nous introduisons le formalisme de radiométrie permettant d’estimer les contrastes présents sur une image. Ensuite, des études de cas sont présentées avec les valeurs typiques des contrastes à détecter.

Origine du contraste en imagerie THz passive

Chaque objet d’une scène, à la température Tob j, est caractérisé par des coefficients optiques en puissance de transmission t (n), de réflexion r (n) et d’émissivité e (n), dépendant de la fréquence de rayonnement n. La notation en caractères minuscules est utilisée pour distinguer le coefficient de transmission en puissance t de la température T .
L’émissivité est égale au coefficient d’absorption a (n) de l’objet, intégré sur son épaisseur. Ces coefficients sont donc valables pour une épaisseur donnée dans le cas d’un objet semi-transparent. Ils sont liés par la relation 1.4. Dans le cas d’un objet opaque, t (n) = 0. t (n) + r (n) + e (n) = 1 (1.4)
D’après l’équation 1.2, raisonner à partir de la luminance d’un corps ou à partir de sa tem-pérature est équivalent. Il est donc assez habituel de formuler les relations de radiométrie direc-tement à partir des températures.
Dans le cas d’une imagerie à distance, l’objet observé est défini par son rayonnement propre, à travers la valeur de son émissivité eob j, mais aussi par la part de rayonnement provenant des sources autour de lui qu’il transmet ou qu’il réfléchit. Dans un scénario d’imagerie passive, les sources de rayonnement annexes peuvent être multiples et modifier radicalement le contraste entre l’objet et son environnement sur l’image : atmosphère, mur, sol, ciel, soleil, eau, peau, vêtement, emballage, …
Petkie qualifie la diversité angulaire des sources annexes se reflétant sur l’objet cible comme autant de modes d’illumination [19]. Cette modalité est favorable à l’imagerie passive, pour l’obtention d’un meilleur contraste entre un objet et le fond de scène, par rapport à l’imagerie active qui utilise souvent une illumination sous un angle d’incidence fixe. Cependant, l’imagerie passive en intérieur bénéficie très peu de cette diversité car l’ensemble de l’environnement, et donc l’ensemble des modes, est placé à une température ambiante unique.
En considérant le cas simple d’un objet opaque à la température Tob j, au sein d’un environ-nement qui est équivalent à une source de température TS, sa température radiative équivalente Trad est donnée par la relation 1.5, adaptée de [18] : Trad = rob jTS + eob jTob j (1.5)
La température apparente pour le détecteur Tdet dépend quant à elle de la distance dob j entre l’objet et le détecteur. Elle est exprimée par la relation 1.6. L’hypothèse d’une atmosphère de température Tatm uniforme est faite, avec un coefficient d’absorption aatm constant sur la distance dob j. Tdet = Trad exp aatmdob j + Tatm 1 exp aatmdob j (1.6)
L’équation 1.6 est intuitive : plus l’objet est éloigné du détecteur et plus l’atmosphère les séparant est absorbante, plus sa température apparente sera proche de celle de l’atmosphère. Si aatmdob j ! 0, alors Tdet ! Trad . A l’inverse, si aatmdob j ! +¥, alors Tdet ! Tatm.
Pour l’imagerie à distance sub-THz, cela oriente le choix directement sur la bande 0:1 1 THz d’après le graphique 1.2, typique d’une atmosphère intérieure de bâtiment par exemple.
Le choix de la bande 100 500 GHz est plus pertinent pour les scénarios en extérieur d’après les données disponibles dans [20], où l’atténuation d’une atmosphère humide ou poussièreuse reste inférieure ou égale à 100 dB:km 1 pour une fréquence n inférieure à 500 GHz.
L’intérêt d’utiliser les fréquences submillimétriques en extérieur vient également du fait de la température équivalente du ciel Tciel , pouvant être très basse. A titre d’exemple, Tciel varie de 50 K à 300 K pour n = 300 GHz en incidence normale (au zénith) et au niveau de la mer, suivant la saison et les conditions météorologiques [20]. Pour un objet réflectif, comme un métal, cette caractéristique peut augmenter considérablement le contraste au niveau du détecteur selon l’angle d’incidence.
L’image 1.8 extraite de [20] montre clairement l’effet de la réflexion du ciel froid sur un couteau, ainsi que la transparence du papier journal et des vêtements. Bien que cet exemple ait été réalisé en imagerie passive à 94 GHz, le même effet est exploitable dans la bande sub-THz.

Aide au pilotage d’aéronefs

Elle concerne la détection d’obstacles dans un Environnement Dégradé Visuellement (DVE), aussi bien la phase de vol (cas A) que les phases de décollage/atterrissage (cas B) [22, 29].
Le DVE peut être par exemple un brouillard ou un nuage de poussières/sable, généré par un hélicoptère lorsqu’il est près du sol. Ce type de nuage est usuellement dénommé « brown-out ». Murrill prend comme exemple la détection de la canopée dans un brouillard ou la détection de rochers/blocs de béton ou d’un poteau en bois lors d’un atterrissage d’hélicoptère sur du sable [22].
Dans ce dernier cas, les mesures de terrain réalisées en bande millimétrique à 93 GHz et à 77 GHz, avec un angle de dépression proche de 25° pour simuler l’approche d’un hélicoptère, indiquent un contraste plus grand pour la polarisation horizontale, lié aux propriétés de réflexion spécifiques du brown-out.
— Cas A – phase de vol : la NETD à détecter sur la scène est inférieure à 0:2 0:3 K. Ce faible contraste vient du fond de scène humide (brouillard) avec un ciel sur l’horizon (Tciel est proche de la température ambiante), même si la canopée reflète une partie du ciel « froid » au zénith.
— Cas B – décollage/atterrissage : Murrill avance une NETD inférieure à 1 K pour une distance objet-détecteur de 3 m, avec un angle d’incidence de 25°.
Ces valeurs de NETD requises se rapprochent des scénarios précédents de détection d’objets cachés. Un détecteur sub-THz haute performance, suffisamment sensible, pourrait donc être utilisé théoriquement pour les deux applications.
Les résultats présentés pour l’aide au pilotage sont valables autour de 100 GHz, où l’atténua-tion atmosphérique est limitée même en cas de brouillard. Dans la bande sub-THz à 300 GHz, ce contraste va être largement diminué par la distance, notamment au-delà de 100 m, comme le laisse suggérer la figure 1.2, qui est pourtant un cas favorable d’atmosphère claire. En re-vanche, l’atténuation due à un brown-out ne devrait pas être plus importante qu’une atmosphère de brouillard humide, comme les résultats expérimentaux de Ceolato [29], en accord avec les données publiées par Appleby dans [20], le laissent suggérer. L’atténuation moyenne due à un nuage de sable fin ou grossier, sur la bande radiométrique 100 500 GHz, ne dépasse pas 100 dB:km 1 [29]. Cette comparaison démontre tout l’intérêt de la bande sub-THz entre 100 GHz et 500 GHz pour « voir » à travers les nuages de sable ou de poussières, ce qui n’est réalisable ni en imagerie passive visible, ni en infrarouge. Les applications potentielles s’étendent bien au-delà de l’aide au pilotage d’hélicoptères. Cela pourrait faciliter par exemple la conduite d’engins de chantier dans des environnements très poussièreux comme les mines ou la surveillance dans les silos agricoles.

Etat de l’art des imageurs millimétriques et térahertz haute sensibilité

Plusieurs systèmes d’imagerie passive sub-THz, dont la finalité est la détection d’objets cachés, ont déjà démontré leur efficacité [18]. Deux solutions, visibles sur les figures 1.10 (a) et 1.12 (a), sont même commercialisées et ont donné lieu à des créations d’entreprises.
Les principales technologies employées peuvent être classées en quatre catégories :
1. Une détection hétérodyne à partir de composants hyperfréquences fonctionnant à tem-pérature ambiante [30].
2. Une radiométrie de puissance avec des composants hyperfréquences, fonctionnant à température ambiante [31, 32].
3. Une détection directe par rectification électrique dans un transistor FET 5, à température ambiante [33, 34, 35] ou refroidi à l’azote liquide [35].
4. Une détection à partir de dispositifs supraconducteurs, refroidis à une température infé-rieure à 10 K :
— Bolomètres TES 6 [36, 37]. Ce type de bolomètre utilise la variation abrupte de ré-sistance présente à la transition supraconductrice.
— Bolomètres SHAB 7 [38]. Ce type de bolomètre exploite la formation d’une zone résistive, dont le volume est modulé par le niveau de puissance optique absorbée, au milieu d’un micropont supraconducteur.
— Détecteurs LEKID 8 supraconducteurs avec une température de fonctionnement sub-Kelvin [28]. Un détecteur KID utilise la variation d’inductance cinétique d’un réso-nateur supraconducteur lors de l’absorption d’un rayonnement. Il fonctionne à une température inférieure à celle de la transition supraconductrice du matériau consti-tuant le résonateur.
— Bolomètres KIB 9 [39, 24]. A l’instar d’un KID, le KIB est constitué d’un résonateur supraconducteur qui est isolé thermiquement de son substrat. Il exploite la sensibilité thermique de l’inductance cinétique. Il fonctionne en-dessous de la température de transition supraconductrice, mais à une température plus élevée qu’un KID.
Tous les principes physiques à l’origine de ces familles de détecteurs ne seront pas expliqués dans le détail. Le lecteur pourra se référer aux publications citées au besoin. L’objectif est plutôt de présenter les performances atteintes ou estimées par des imageurs intégrant ces détecteurs et de discuter leurs avantages et inconvénients.

Détection hétérodyne

Le système d’imagerie développé par la société Thruvision [30] utilise 8 antennes récep-trices couplées à un oscillateur local (OL) fonctionnant à 250 GHz (figure 1.10). Le signal de chaque antenne est mélangé avec celui de l’OL grâce à un pont formé de deux diodes Schottky (SBD) GaAs en connexion anti-parallèle. Etant donné les caractéristiques de ce mélangeur, la bande passante de réception est de 40 GHz.
Le signal de fréquence intermédiaire (IF) est ensuite amplifié et détecté par une diode Schottky non polarisée, afin d’obtenir un signal de sortie continu (DC) proportionnel à la puis-sance sub-THz absorbée par l’antenne.
L’imageur est constitué de seulement 8 détecteurs. Un système d’optique réflective est donc nécessaire pour scanner le champ de vision souhaité, typiquement 1:9 m2 à 3.5 m de distance. Le système n’est pas refroidi. Sa masse est de 25 kg. Il peut fonctionner jusqu’à 4 images/sec. La résolution est de 5 cm2 à 3.5 m de distance. Le NETD est de l’ordre de 1 K [26].

Radiométrie hyperfréquence

Des radiomètres à puissance totale, dont le schéma de principe est visible sur la figure 1.11, ont été développés aux fréquences millimétriques, avec des semi-conducteurs III-V ou en tech-nologie SiGe. Aucune démonstration vidéo, avec un système d’imagerie complet, n’a encore été réalisée. Mais les performances avancées sont intéressantes, car les NETD estimés sont en ligne avec les exigences de l’imagerie sub-THz passive.
Trois points limitant peuvent cependant être soulignés :
— En raison d’un compromis à trouver sur le point de fonctionnement des amplificateurs entre fréquence, densité de courant, facteur de gain et bruit basse fréquence, leur fré-quence d’utilisation se situe souvent autour de 150 GHz en pratique. Néanmoins, elle pourrait être augmentée au vu de celle atteinte par certaines technologies de circuits, supérieure à 500 GHz [40].
— La bande passante radiométrique est limitée autour de la dizaine de GHz. Cela cor-respond à une partie très réduite de la puissance provenant de l’objet, contrairement à d’autres technologies comme les bolomètres dont la bande passante peut dépasser la centaine de GHz.
— Ce type de radiomètre pourrait être arrangé en matrices 2D de détecteurs, mais il est pénalisé par une circuiterie complexe et étendue.
Un seul exemple représentatif est présenté ici, avec des performances à l’état de l’art. Le ra-diomètre développé par l’Université de Californie à San Diego [31] repose sur une technologie BiCMOS 90 nm SiGe d’IBM. L’architecture, à base de transistors HBT, associe un amplifica-teur faible bruit directement après l’antenne, suivi par un détecteur différentiel pour conserver uniquement la partie du courant amplifié dû à l’absorption optique.
Le radiomètre est conçu pour absorber efficacement à 136 GHz avec une bande passante mesurée de 5 GHz à -3 dB. La bande RF de bruit équivalente est calculée à 11:8 GHz. La NEP est mesurée à 1:4 fW:Hz 1=2 à 136 GHz.
L’ensemble conduit à un NETD estimé à 0.25 K sur un temps d’intégration de 3.125 ms, soit une bande utile de bruit de 160 Hz, ce qui autoriserait théoriquement une imagerie passive à cadence vidéo.

Détection directe par rectification électrique

En 1993, Dyakonov et Shur ont exposé un phénomène d’instabilité s’établissant dans le gaz 2D d’électrons de la couche d’inversion du canal des transistors FET en régime ballistique [41]. Sous certaines conditions, il conduit à l’établissement d’oscillations plasma dans le canal dont la fréquence est dans le domaine THz. Le canal du transistor peut aussi être vu comme une succession de circuits RLC résonants, à l’instar d’une ligne de transmission radiofréquence [42]. Depuis 1993, la démonstration pratique de ce phénomène a été effectuée, notamment pour la détection THz. Moyennant un couplage avec une antenne, qui définit alors la bande passante d’absorption, le transistor FET agit comme un détecteur quadratique du rayonnement THz.
Même si le transistor n’est pas en régime ballistique, la puissance THz absorbée, conduisant à une modulation alternative de la tension de grille du transistor Ua, entraîne une variation de tension continue DU entre le drain et la source, avec DU µ Ua2.
Ce phénomène a été vérifié aussi bien avec des transistors HEMT en semiconducteur III-V qu’avec des transistors MOSFET silicium [42]. Avec la technologie silicium, une réduction drastique des coûts de production d’un large plan focal de détecteurs est envisageable, ce qui pourrait donner lieu à une solution d’imageur à faible coût. Ce type de détecteur est souvent désigné par le terme TeraFET.
Nous présentons ci-dessous trois travaux récents de la littérature :
(A) Un groupe de l’Université Goethe en Allemagne a réalisé une démontration d’imagerie passive de la peau humaine avec un TeraFET silicium en 2020, dans une atmosphère à tempé-rature ambiante [33].
La NEP de 42 pW:Hz 1=2 est quasiment constante sur la large gamme de fréquences absor-bées 0:1 1:5 THz, avec une NETD mesurée de seulement 4.4 K. Une lentille sphérique en Si de 12 mm de diamètre permet de focaliser les rayons sur une antenne log-spiral de 0.67 mm de diamètre. La résolution est de 1 mm2 pour un champ de vision très réduit de 2:3 7:5 cm2.
L’image est réalisée en 30 minutes par un balayage de la scène pixel par pixel à l’aide d’un monoélément détecteur, avec un temps d’intégration du signal de 200 ms et un temps d’acquisition image d’une seconde. Ce résultat d’imagerie est clairement insuffisant pour les exigences d’une imagerie passive en temps réel sub-THz des scénarios décrits dans la partie 1.3.3. La taille du pixel utilisé (670 µm) pour cette démonstration d’imagerie est trop importante pour envisager un matriçage d’un grand nombre de détecteurs.
(B) Un groupe de l’Institut SINANO en Chine a démontré, également en 2020, une solution d’imagerie passive sub-THz à base d’un transistor HEMT AlGaN/GaN couplé à une antenne, avec une bande utile d’absorption de 700 900 GHz [35]. Le détecteur est refroidi à une tem-pérature de 77 K avec de l’azote liquide pour réduire le bruit intrinsèque du transistor HEMT.
La NEP minimale est de 0:3 pW:Hz 1=2. Une NETD de 0.37 K est mesurée avec un temps d’intégration de 200 ms. Les deux images présentées dans la publication (petite voiture jouet et scalpel, environ 100 50 pixels) ont été réalisées par une acquisition pixel à pixel pendant 20 min. Dans cette expérience, le signal incident est modulé par un hacheur optique et le bruit basse fréquence du détecteur est filtré par un amplificateur à détection synchrone. Ce mode de lecture n’est pas forcément évident à intégrer dans un plan focal.
(C) Une publication de 2014 [34] issue d’une collaboration entre plusieurs laboratoires me-née par l’université de Tohoku (Japon) détaille un détecteur utilisant la rectification THz dans un transistor HEMT InAlAs/InGaAs/InP avec un double peigne de grilles en alternance. Cette structure particulière permet d’augmenter la réponse de rectification du transistor. L’échantillon mesuré dans l’article n’est pas couplé à une antenne absorbante dédiée. La NEP estimée est de 0:48 pW:Hz 1=2 à 200 GHz pour un fonctionnement à température ambiante. Ce résultat est in-téressant, mais il n’est évalué que pour une seule fréquence à partir d’un bruit théorique, ce qui n’est pas représentatif d’un détecteur avec son électronique de lecture. Néanmoins, la réponse électrique de rectification est maximale dans le gamme sub-THz, ce qui est un point positif.

Détection exploitant la supraconductivité

La dernière catégorie évoquée est celle des imageurs à base de matrice de détecteurs supra-conducteurs à antennes, refroidis à des températures proches de celle de l’hélium liquide. Ils constituent aujourd’hui la solution d’imagerie sub-THz passive la plus aboutie pour les appli-cations décrites dans la partie 1.3.3. Ce sont des détecteurs quadratiques incohérents, sensibles uniquement à la puissance optique absorbée.
Nous présentons ci-dessous quatre exemples récents de détecteurs, issus de la littérature, qui exploitent un effet supraconducteur à très basse température dans leur principe de fonctionne-ment:
(A) L’entreprise finlandaise Asqella a été créée en 2013 afin de valoriser le système d’image-rie submillimétrique développé en commun par le laboratoire américain NIST et le laboratoire finlandais VTT, dont la version commerciale est montrée sur la figure 1.12 (a).
Cette solution développée par le NIST/VTT s’appuie sur un bolomètre à antenne à région chaude (SHAB), refroidi à 4.2 K. Les deux brins d’une antenne sont reliés par un pont suspendu en métal supraconducteur, Nb ou NbN. La puissance Joule dissipée dans le pont métallique fait transiter sa partie centrale de son état supraconducteur à son état résistif.
L’extension de cette zone et la résistance dynamique du pont dépendent de la puissance dissipée, que son origine soit la polarisation du pont ou le signal THz absorbé par l’antenne, en raison du coefficient de température de résistance du métal. Comme ce coefficient est positif dans le cas d’un métal, cette caractéristique empêche un emballement thermique du courant lorsque le pont est polarisé par une tension constante.
Selon l’électronique de lecture et la configuration du détecteur, le NETD estimé ou mesuré diffère : 0.5 K à 7 images/sec pour une barrette de 8 bolomètres [18] et 1.97 K à 5 images/sec pour une barrette de 64 bolomètres [38].
L’antenne log-spiral d’un diamètre de 380 µm est conçue pour absorber entre 0:2 1:8 THz, avec une fréquence centrale de 650 GHz [43]. Une lentille réfractive en Si haute résistivité de 4 mm de diamètre focalise l’onde au niveau de chaque détecteur.
Le champ de vision total de 1:3 0:65 m2 à 5 m de distance, avec une résolution spatiale latérale d’environ 2 cm, est balayé par un scanner conique en rotation. L’image complète est ensuite formée avec un montage réflectif en télescope de Schmidt hors-axe. L’encombrement total du système est similaire au système d’imagerie (B) décrit ci-après (Figure 1.12 (b)).
(B) L’IPTH de Jena en Allemagne a conçu des matrices de bolomètres TES, refroidis à 450 mK, qui exploitent la variation abrupte de résistance à la transition supraconductrice d’un thermomètre constitué d’une bicouche Mo/AuPd, avec des dipôles AuPd assurant l’absorption électromagnétique. La première matrice est circulaire avec 20 bolomètres [36], et la seconde est rectangulaire avec 2 64 bolomètres [37].
Chaque bolomètre possède une constante de temps de 0.2 ms pour une NEP 0:3 fW:Hz soit quasiment une décade inférieure à la puissance de bruit de photons (BLIP) à 300 K de 1:6 fW:Hz 1=2 pour une bande passante radiométrique de 80 GHz autour de 350 GHz . A 1 Hz de cadence vidéo, la NETD est égale à 0:15 K et se dégrade logiquement à 0:5 K pour 10 Hz, cadence maximale du système [36]. La matrice rectangulaire peut atteindre une cadence de 25 images/sec, avec une NETD estimée de 0:3 K, mais la mesure n’a pas été encore publiée [37].
Le système optique est purement réflectif, avec un montage en télescope de Cassegrain. Un balayage optomécanique du second miroir est réalisé pour obtenir un champ de vision 1 2 m2 à 14 m de distance pour la matrice rectangulaire. Une résolution linéaire de 1:5 cm est atteinte à 8 m de distance. Le système génère une image équivalente à un champ de 128 256 pixels.
Ces résultats sont impressionnants et cette caméra paraît être la plus performante disponible actuellement. Cependant, le circuit de lecture à base de SQUID 10 doit être maintenu à 4 K et multiplexé pour la matrice rectangulaire, ce qui implique une augmentation du bruit et une limitation de la cadence de lecture [37].
De plus, la cryogénie sub-Kelvin est très lourde à mettre en oeuvre, avec un compresseur d’Helium qui consomme entre 2 et 4 kW de puissance électrique. Le cryostat doit subir un cycle de régénération de 2h tous les 24h. Ce module de cryogénie et le miroir primaire de 100 cm de diamètre limitent cette caméra sub-THz à des applications d’imagerie passive en intérieur, type contrôle d’objets cachés.
(C) Les matrices de détecteurs LEKID ont été développées initialement pour l’imagerie astrophysique très haute performance [44]. Le principe de détection repose sur la variation de l’inductance cinétique du supraconducteur lorsque sa conductivité complexe est modifiée par l’absorption de l’onde sub-THz. Cela modifie la fréquence de résonance du circuit LC, dont la variation est mesurée en permanence via un circuit de lecture dédié.
Les détecteurs KID se démarquent par la facilité de réaliser une matrice avec un nombre limité d’étapes de microfabrication, car aucune structure suspendue n’est requise et la ligne inductive du circuit résonant LC supraconducteur joue aussi le rôle d’absorbeur électromagné-tique.

La jonction PN sur SOI

Principe de fonctionnement d’une jonction PN

La jonction PN est un des composants élémentaires de la microélectronique. Elle est com-posée de deux régions distinctes : une région de type N où le silicium contient majoritairement des atomes dopants donneurs et une région de type P où le silicium contient majoritairement des atomes dopants accepteurs. A titre d’exemple, la figure 2.1 représente le schéma d’une jonction p+-n.
Les dopants sont des atomes dont la valence est différente de celle du silicium. Les dopants donneurs en concentration volumique ND apportent un surplus d’électrons libres, équivalent à la concentration de donneurs effectivement ionisés ND+. Cela créé une matrice d’ions positifs dans le réseau du silicium. De manière similaire, la concentration d’atomes accepteurs d’élec-trons ionisés est NA . Ces atomes présentent une lacune d’un électron de valence par rapport au silicium. Ils permettent donc une conduction par les lacunes électroniques, qu’on appelle communément les trous. Les dopants non ionisés restent neutres électriquement.
A l’interface des régions N et P, le respect de l’équilibre thermodynamique entraîne une diffusion d’électrons et de trous vers la zone où ils sont respectivement minoritaires. En contre-partie, une Zone de Charges d’Espace (ZCE), aussi appelée zone de déplétion, se forme à l’in-terface des deux régions N et P, dans laquelle les concentrations en électrons n et en trous p sont identiques et égales à la concentration en porteurs intrinsèques ni du silicium. Un champ élec-trique interne apparaît à la jonction PN. Il contrebalance exactement la diffusion des porteurs. A l’équilibre thermodynamique, le courant total traversant la jonction PN est nul.
Dans le cas d’une jonction présentant une transition de dopage abrupte, la relation (2.1) 2 est satisfaite. On notera Xp l’extension de la ZCE du côté P et Xn son extension pour le côté N, avec WZCE = Xn + Xp. XnN+ = XpN (2.1)
Hors de la ZCE, la neutralité électrique est respectée. Elle se traduit par la validité de la relation 2.2. p + N+ = n + N (2.2)
Le rôle fondamental de la jonction PN est d’offrir une conduction électrique unidirection-nelle. La zone P est appelée anode et la zone N la cathode.

Description de la diode latérale sur SOI

Dans un film SOI dont l’épaisseur peut être inférieure à 100 nm, le volume de conduction est sensiblement réduit par rapport à une diode verticale dans un substrat de silicium massif avec une épaisseur de plusieurs dizaines de micromètres.
Les caissons dopés N et P sont alors typiquement réalisés par implantation ionique dans l’épaisseur du SOI, conduisant à la formation d’une diode latérale. Afin d’obtenir un contact ohmique du côté N comme du côté P, les zones sous les contacts métalliques sont fortement dopées. La diode pourra ainsi présenter trois configurations différentes : p+-p-n-n+ ou p+-n-n+ ou p+-p-n+. En prenant le nombre d’étapes de fabrication comme critère de sélection, l’avantage est donné aux configurations de type p-i-n nécessitant une étape d’implantation en moins. La 2. N.B. Pour les symboles présents dans les différentes équations et qui ne sont pas explicités dans le corps du manuscrit, le lecteur peut se référer à la liste des symboles présente en fin de manuscrit 6.3.11.zone centrale « intrinsèque » est en réalité faiblement ou modérément dopée. Elle est désignée sous le terme de « base » ou de « canal ». La figure 2.1 représente la configuration p+-n-n+.
La surface de jonction formée est perpendiculaire à la surface du substrat. Elle dépend donc uniquement de la largeur W de la diode, qui est micrométrique. Comme la longueur de la base Wn ou Wp possède une longueur supérieure au micromètre dans notre étude, on peut se placer dans l’approximation d’un courant entièrement décrit par le modèle de Dérive-Diffusion de transport des porteurs de charge dans un matériau semiconducteur.

Table des matières

Table des matières
Table des matières
Introduction générale
1 La détection térahertz passive, état de l’art et horizon 
Introduction
1.1 Présentation générale du domaine térahertz
1.1.1 Propriétés
1.1.2 L’imagerie active
1.1.3 L’imagerie passive
1.2 Les applications de l’imagerie térahertz
1.3 L’imagerie térahertz passive
1.3.1 Origine du contraste en imagerie THz passive
1.3.2 Figures de mérite des détecteurs
1.3.3 Description de scénarios typiques et estimation de la NETD requise
1.4 Etat de l’art des imageurs millimétriques et térahertz haute sensibilité
1.4.1 Détection hétérodyne
1.4.2 Radiométrie hyperfréquence
1.4.3 Détection directe par rectification électrique
1.4.4 Détection exploitant la supraconductivité
1.4.5 Synthèse et conclusion
1.5 Les microbolomètres, une solution d’imagerie versatile
1.5.1 Principe de fonctionnement
1.5.2 Sensibilité de détection
1.5.3 Le microbolomètre à diode silicium
1.6 Organisation du manuscrit
2 Le thermomètre à diodes latérales silicium 
Introduction
2.1 La jonction PN sur SOI
2.1.1 Principe de fonctionnement d’une jonction PN
2.1.2 Description de la diode latérale sur SOI
2.1.3 Introduction aux phénomènes de génération-recombinaison
2.1.4 Le courant dans une jonction PN latérale
2.1.5 Les régimes de fonctionnement de la diode
2.2 La sensibilité thermique de la jonction PN
2.2.1 Réponse thermique d’une jonction PN
2.2.2 Le Coefficient de Température en Courant (TCC)
2.3 Le bruit dans une jonction PN silicium
2.3.1 Les différentes sources de bruit dans une diode
2.3.2 Le bruit 1/f dans les différents régimes de conduction de la diode
2.3.3 Discussion sur le bruit dans les jonctions p-i-n
Conclusion
3 La jonction PN latérale en régime cryogénique 
Introduction
3.1 Le silicium en régime cryogénique
3.1.1 L’ionisation partielle des dopants
3.1.2 Mobilité des porteurs
3.1.3 Longueur de diffusion des porteurs minoritaires
3.1.4 Influence des interfaces oxyde/silicium
3.2 Simulations électro-thermiques 2D
3.2.1 Problématique et définition de la structure
3.2.2 Simulations du TCC en régime cryogénique
3.2.3 Résolution thermique théorique d’une diode p-i-n en régime cryogénique
Conclusion
4 Fabrication et caractérisation de diodes latérales sur SOI 
Introduction
4.1 Fabrication de diodes p-i-n sur SOI
4.1.1 Procédé de dopage
4.1.2 Description du procédé
4.2 Caractérisation électrique des prototypes
4.2.1 Description et méthodologie des tests
4.2.2 Mesure du coefficient de température en courant
4.2.3 Mesure et modélisation du bruit basse fréquence
4.3 Caractérisation des matériaux
4.3.1 Profil de dopage ToF-SIMS
4.3.2 Coupes MET au niveau des contacts
4.4 Optimisation du procédé de fabrication
4.5 Caractérisation du deuxième lot de diodes
Conclusion
5 Etude d’un pixel sub-Térahertz 
Introduction
5.1 Absorption électromagnétique du pixel
5.1.1 Antenne patch couplée à un dipôle
5.1.2 Simulations électromagnétiques
5.1.3 Adaptation du pixel à un rayonnement non polarisé
5.2 Intégration technologique du micro-bolomètre
5.2.1 Proposition de réalisation du pixel sub-THz
5.2.2 Comportement thermomécanique de la membrane suspendue
5.2.3 Paramètres thermiques
5.3 Estimation des performances électrothermiques
5.3.1 Modèle électrothermique et stratégie de lecture du signal
5.3.2 Architecture de lecture et Puissance Minimale Détectable
Conclusion
Conclusion générale 29
6 Annexes 
6.1 Annexes au chapitre 2 : complément à la modélisation des diodes
6.1.1 Courant de diffusion dans une diode courte en mode direct
6.1.2 Sensibilité thermique du courant de saturation de diffusion d’une diode très courte
6.1.3 Rappels de statistiques sur le bruit électronique
6.1.4 Complément sur le bruit de Schottky
6.1.5 Complément sur l’origine physique du bruit en 1/f
6.1.6 Résistance série théorique de la base « intrinsèque » d’une jonction p-i-n 218
6.2 Annexes au chapitre 4 : complément à la fabrication des diodes
6.2.1 Liste des équipements utilisés à la PTA
6.2.2 Nettoyage RCA
6.2.3 Gravures ICP-RIE
6.2.4 Ellipsométrie spectroscopique
6.2.5 Cartographie des zones testées en test sous pointes automatique
6.3 Annexes au chapitre 5 : complément à l’étude du micro-bolomètre
6.3.1 Procédure analytique pour le dimensionnement de l’antenne patch rectangulaire
6.3.2 Propriétés électromagnétiques des matériaux pour T = 80 K
6.3.3 Résistivité des métaux purs pour des faibles épaisseurs
6.3.4 Expressions de l’absorption en fonction des paramètres S des deux modes fondamentaux TE00 et TM00
6.3.5 Expressions des paramètres S à ±45◦ et de l’absorption associée
6.3.6 Propriétés mécaniques des matériaux pour T = 80 K
6.3.7 Liste simplifiée des étapes de fabrication de la planche suspendue
6.3.8 Propriétés thermiques des matériaux pour T = 80 K
6.3.9 Introduction qualitative des pertes radiatives de la planche bolométrique sub-THz
6.3.10 Paramètres de la filière UMC 0.18 µm 3.3V STD à 77 K
6.3.11 Expression de iutile−rms
Listes 237
Liste des symboles
Table des figures
Liste des tableaux
Bibliographie 249
Bibliographie

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