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Architecture d’un Smart Dust
Le dispositif, présenté par le Professeur Pister de l’université Berkeley en 2001 et dont l’architecture définitive est illustrée sur la Figure I.2 Architecture d’un nœud Smart Dust[I.2]Figure I.2, comprend :
¾ Une batterie film mince.
¾ Une cellule solaire capable de pourvoir à une consommation de 17µW.
¾ Une capacité tampon pour aider au fonctionnement hors période de récupération d’énergie.
¾ Une électronique de gestion comprenant notamment DSP et des entrées / sorties analogiques pour les capteurs.
¾ Un bloc de capteurs aux capacités multiples (le système doit pouvoir être modulable) : capteurs chimiques, de lumière, de température, de pression, de vibration, de champ magnétique et de vent).
¾ Un bloc de communication dont les configurations peuvent varier. La voie optique est privilégiée par rapport à la voie RF pour des raisons de consommation. Il intègre une partie détection de transmission puis des parties passives (communication par déviation d’un faisceau émis par un autre module, consommation de 1nJ/bit) ou active (communication par diode laser orientable : un scanner laser de 8mm3 a déjà été réalisé, il comprend un laser à semi-conducteur, une lentille sphérique et un scanner bi-axe).
Fonctionnement d’un Smart Dust
La principale contrainte pour la réalisation de ces « grains de sable » est le volume, qui influence directement l’énergie embarquée et récupérable puisque peu de place peut être allouée à la cellule solaire et à la batterie [I.2]. Ainsi, les grains doivent fonctionner efficacement et conserver l’énergie autant que possible. La plupart du temps, la majorité du grain est mise hors tension mis à part une horloge et de quelques temporisations. Quand une temporisation expire, elle réveille une partie du grain pour qu’il accomplisse sa tâche, puis le met en sommeil à nouveau. Les temporisations commandent aussi les capteurs qui mesurent un certain nombre de stimulus physiques ou chimiques tels que la température, la lumière ambiante, les vibrations, les accélérations, ou la pression atmosphérique. Quand une de ces temporisations expire, elle met le capteur correspondant sous tension. La mesure est ensuite convertie en données numériques et si ces données sont intéressantes, elles peuvent être stockées directement dans la SRAM ou alors le microcontrôleur peut être activé pour effectuer des opérations plus complexes sur celles-ci. Quand cette tâche est accomplie, tout est de nouveau mis hors tension et la temporisation commence à compter de nouveau. Une autre temporisation commande le bloc de réception optique. Quand elle expire, le récepteur se met sous tension et recherche un ordre entrant. S’il n’en reçoit pas un après une certaine durée, il est mis à nouveau hors tension. Le grain peut recevoir plusieurs types de données, y compris du nouveau code de programme qui est alors stocké dans la mémoire de programme. Ceci permet à l’utilisateur de changer le comportement du grain à distance. Les données reçues peuvent également inclure des messages de la station de base ou d’autres grains. Quand un message est reçu, le microcontrôleur est réveillé pour interpréter son contenu. Celui-ci peut indiquer au grain une tâche particulière à réaliser, ou juste demander un transfert d’information entre grains suivant un chemin particulier. En réponse à un message ou à une autre temporisation qui expire, le microcontrôleur assemblera un paquet contenant les données des capteurs ou un message et le transmettra à l’aide du retro-réflecteur ou de la diode de laser situé au coin du cube, selon sa configuration[I.6]. Les réalisations micro et macro technologiques de « Smart Dust » illustrent l’avancement des projets dans une perspective de développement industriel.
Aujourd’hui, les dispositifs informatiques personnels ont tendance à devenir de plus en plus compacts tout en étant reliés à un réseau sans fil. Ce genre de composant requiert évidemment une petite antenne. Des résultats de recherche publiés récemment portent surtout sur la réduction de taille de l’élément rayonnant. Les moyens habituels pour miniaturiser la taille d’une antenne sont l’utilisation de substrats de haute permittivité et/ou simplement augmenter la fréquence d’opération. Ces deux pistes sont à développer afin de réduire la taille de l’antenne sans affecter ses caractéristiques intrinsèques, notamment son adaptation par rapport à une impédance d’entrée et l’efficacité de rayonnement.
Dans les paragraphes suivants, nous détaillons ces deux pistes en justifiant le choix de la fréquence et la technologie associée à des substrats à hautes permittivités. Nous montrons les caractéristiques de propagation associés à la bande de fréquence. Ainsi pour la technologie, une comparaison de caractéristiques des différents composants d’un frontal radiofréquence (RF) notamment le mélangeur (Mixer), l’amplificateur faible bruit (LNA), l’oscillateur contrôlé par la tension (VCO).
Comparaison des performances d’une frontale radiofréquence à l’état de l’art
L’autonomie d’un système sans fil dépend des sources d’énergie. Deux contraintes sont rencontrées : la première contrainte est le problème de récupération d’énergie et de la surconsommation. Les études faites au CEA-LETI ont montré que, au moins pour le moment il est un peu tôt pour parler des sources d’énergie millimétriques en surface et qui peuvent nous fournir une puissance d’énergie utilisable et durable. La deuxième contrainte est simplement la consommation d’énergie des systèmes sans fil, une contrainte que l’on peut contrôler par l’utilisation des différentes technologies faible consommation pour les différentes composantes de ce système.
Les différents composants pour le système de transmission, en outre le transmetteur, sont l’amplificateur à faible bruit (LNA) , le mélangeur (Mixer) , l’oscillateur locale contrôlé par la tension (VCO) et l’amplificateur de puissance (PA). Nous comparons par la suite les différentes caractéristiques des ces composants pour différentes technologies. Nous avons dressé un état de l’art de ce qui est fait et réalisé pour une gamme de fréquence millimétrique et pour des différentes technologies (CMOS, Bipolaire, BJT, HBT, GaAs…)
Traditionnellement, la technologie coûteuse III-V de semi-conducteurs, comme l’arséniure de gallium (GaAs) ou phosphure d’indium (InP), est utilisée dans la conception millimétrique[I.12][I.13][I.14][I.15]. Récemment, des technologies de semi-conducteurs alternatives ont été explorées[I.16][I.17][I.18][I.19][I.20][I.21]. Selon les rapports récents sur le avancés des frontaux RF à 60 GHz[I.22], les ingénieurs de IBM ont monté les premiers modules expérimentaux d’un émetteur/récepteur en utilisant un alliage de silicium et de germanium (SiGe) ; pendant ce temps, les chercheurs, du centre de Berkeley de l’université de Californie, les chercheurs de CEA-LETI à Grenoble, les chercheurs de STMicrolectronics à Crolles et d’autres instituts et universitaires ont choisi d’utiliser la technologie CMOS la moins chère pour concevoir les composants d’un transmetteur RF.
Chacune de ces technologies a des avantages et des inconvénients. Nous essayons par la suite de comparer les réalisations récentes de différents composants en utilisant différentes technologies afin de déterminer la technologie avantageuse pour notre étude. Notre objectif final est de réaliser un bilan de liaison pour un cas canonique dans lequel nous introduisons les différentes caractéristiques de différents composants pour évaluer la faisabilité d’un système de communication à 60 GHz.
Comparaison de performances d’amplificateurs faible bruit (LNA) pour différentes technologies
L’analyse correcte des performances nécessite l’utilisation de critères de mérite. Trois critères sont disponibles pour évaluer les performances des composants en utilisant une technologie donnée. Ces trois critères sont :
¾ Le facteur de bruit de LNA
¾ Le produit Gain Bande
¾ Le rapport Gain/consommation (G/Pdc)
En se plaçant en tête d’un frontal RF (après l’antenne), le LNA est le plus susceptible au bruit. Le fait d’avoir un facteur de bruit assez faible s’avère donc nécessaire. En se basant sur la formule de Friis ([I-1]), le bruit du premier étage de la chaîne est prépondérant. [I-1] F = F + F2 −1 + F3 −1 +…+ FN −1 G1G1G1G2G1G2…GN −1
Où FG = facteur de bruit global de la chaîne,
Fi = facteurs de bruit respectifs de chaque étage et Gi = gain en puissance de l’étage i.
Le deuxième critère est le produit Gain bande (PGB). Ce critère reflète les compromis réalisé entre gain et bande passante à la fréquence de coupure à – 3 dB : [I-2] PGB = Av.F−3dB
Où Av est le gain en tension dans la bande passante et F-3dB est la fréquence de coupure à -3 dB. La montée en fréquence des technologies CMOS, aussi bien sur substrat massif que sur SOI, permet à présent de comparer leurs performances avec celles obtenues grâce aux technologies SiGe et III-V. Actuellement, les performances des technologies III-V sont plus élevées, le produit de gain bande passante des LNA que nous avons étudiés est parfois de 400 GHz, voir plus (avec la technologie InGaAs/InP HEMT [I.43]), tandis que la meilleure performance obtenue avec du silicium est de 160 GHz (0.12 µm SiGe BiCMOS[I.38]). La meilleure performance obtenue avec de 0.09µm CMOS SOI est 150 GHz [I.41]. La Figure I.4 montre le produit de gain bande passante par rapport à la fréquence de fonctionnement des différents amplificateurs étudiés. Les caractéristiques des différents LNA en différentes technologies sont présentées en fin du chapitre I.
Bien que la technologie CMOS soit la moins chère par rapport aux autres technologies (GaAs), sa performance selon le critère PGP demeure moyenne, des autres critères seront étudiés pour évaluer cette technologie. Il est aussi important d’observer en détail l’aspect technologie qui a permis de réaliser le circuit et plus particulièrement les paramètres suivants :
¾ Les fréquences de coupures des transistors FT
¾ La technologie des passifs (types de ligne, pertes, etc)
Ce dernier point est très important, puisque les performances des passifs et plus précisément des lignes de transmission sont un point crucial en silicium (cf. Chapitre II) en comparaison avec les technologies III-V.
Le dernier critère étant le rapport Gain/Consommation. Ce rapport permet une évaluation directe de la performance en termes de consommation d’un dispositif.
Comparaison de performance des oscillateurs contrôlés en tension (VCO) pour différentes technologies
Un oscillateur est un système convertissant une puissance continue en puissance RF. Il est indispensable dans les systèmes de communication afin de générer une fréquence utilisée comme source de référence ou pour synthétiser une fréquence permettant la transposition du signal utile vers la bande de base ou la fréquence intermédiaire afin de traiter le signal en bande de base. Un oscillateur est basé sur un principe de conversion d’une puissance continue (d’alimentation) en une puissance RF. Le système est constitué d’un élément passif résonnant Q et d’un élément actif A régénérant la puissance RF dissipée formant ainsi une boucle d’oscillation [I.62].
Les conditions d’oscillation peuvent s’exprimer de manière générale par le formalisme des impédances ou des coefficients de réflexion qui se définissent par les critères d’oscillation de Barkhausen[I.63]. Les oscillateurs à fréquence variable, plus connus selon leurs appellations d’oscillateurs contrôlés en tension sont utilisés dans la synthèse de fréquence (dans un contexte global de boucle à verrouillage de phase).
Quelle que soit la technologie, les caractéristiques principales d’un oscillateur sont :
¾ La fréquence d’oscillation (GHz)
¾ La consommation (mW)
¾ La puissance de sortie (dBm)
¾ La pureté spectrale (bruit de phase, en dBc/Hz)
L’élément le plus critique est la pureté spectrale, c’est pourquoi nous chercherons à étudier ce paramètre.
Les effets néfastes du bruit de phase des oscillateurs locaux des étages d’émission et de réception ont été mis en évidence lorsque le MTI (Moving Target Information) a été développé durant la seconde guerre mondiale pour suivre les trajectoires des cibles[I.64][I.65]. Depuis lors, les recherches se sont centrées dans la détermination et l’amélioration du bruit de phase. Ces recherches ont été publiées depuis dans de nombreux articles. En 1960, W.A. Edson fut le premier à donner une formule mathématique de la déviation du bruit FM des oscillateurs. Depuis, de nombreuses publications tentent de mieux la déterminer et la modéliser, et ainsi d’établir les moyens de conception dans le but de le réduire.
Le bruit de phase représente une instabilité en phase d’oscillation. Il se manifeste par l’étalement de la raie autour de la porteuse. Il est généralement caractérisé par le terme L ( fm ) où fm représente la distance de la porteuse à laquelle on se place pour le visualiser. Le bruit de phase à 1 MHz est simplement la différence de niveaux de puissance entre la puissance de signal en fréquence centrale de VCO et la puissance de ce même signal situé à une bande de 1 MHz de la fréquence centrale (porteuse).
Le bruit de phase est alors le rapport de la densité spectrale de modulation de phase simple bande ramenée à une bande de 1 Hz PSSB sur la puissance de la porteuse Ps (Figure I.8).
Pour étudier les VCO de différentes technologies, deux critères sont pris en considération :
¾ Bruit de phase à une distance de 1MHz par rapport à la porteuse
¾ Figure de Mérite pour normaliser les caractéristiques des VCO
Pour le premier critère, nous prenons en compte seulement des VCO publiés récemment en utilisant différentes technologies, et ayant une distance fixe par rapport à la porteuse (1 MHz). Le VCO est un étage essentiel de la chaîne radiofréquence, en effet si le bruit généré par le VCO est considérable, la pureté spectrale de signal se dégrade après la multiplication du signal RF par le mélangeur.
Un VCO avec une fréquence centrale millimétrique (20-60 GHz) peut être très utile dans le transmetteur. Un simple VCO, un simple commutateur et un amplificateur de puissance peuvent constituer le noyau d’un transmetteur même sans l’emploi d’un mélangeur, d’où l’intérêt de concevoir un VCO avec une très bonne pureté spectrale.
Dans l’état de l’art, des VCO fonctionnant avec des fréquences millimétriques ont été conçu. La Figure I.9 montre le bruit de phase des VCO à 1 MHz avec différentes technologies. Dans la bande de 24 GHz, les meilleures performances sont pour le SiGe (0.12 µm SiGe Bipolar[I.78]) par rapport aux autres extrêmes avec -65 dBc/Hz de 0.2 µm GaAs pHEMT [I.80]. Dans la bande de 60 GHz, cette tendance se confirme, le SiGe reste le plus favorable, loin de CMOS ou de CMOS SOI.
Le deuxième critère défini pour comparer les performances des VCO est la figure de Mérite. En effet, la distance par rapport à la porteuse n’est pas normalisée pour les VCO, chacun essaie de présenter les performances de VCO en montrant un bruit de phase plus faible. Pourtant on présente une différente distance par rapport à la porteuse, une différente puissance dissipée et une fréquence d’opération différente. Pour normaliser ces performances, un critère de mérite commun est proposé. Il devait permettre de mieux évaluer les performances des VCO. Cette figure de mérite (FoM) est définie dans l’équation [I-3] [I.71] : f0P [I-3] FoM = L{offset}− 20 * log+ 10 * logDC 1mW foffset.
Où L{offset} est le bruit de phase à un offset donné (distance par rapport à la porteuse) f0 est la fréquence de la porteuse.
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Table des matières
Introduction Générale
Chapitre I Etat de l’art de Smart Dust, et de la technologie SOI
I. Introduction
I.1. Systèmes Intelligents
I.1.1. Smart Dust
I.1.2. Objectifs
I.1.3. Architecture d’un Smart Dust
I.1.4. Fonctionnement d’un Smart Dust
I.2. Comparaison des performances d’un frontal radiofréquence à l’état de l’art
I.2.1. Comparaison de performances d’amplificateurs faible bruit (LNA) pour différentes technologies
I.2.2. Comparaison de performances des Mélangeurs pour différentes technologies 14
I.2.3. Comparaison de performance des oscillateurs contrôlés en tension (VCO) pour différentes technologies
I.2.4. Comparaison de performance des amplificateurs pour différentes technologies
I.2.5. Conclusion générale sur les performances des composants pour différentes technologies
I.3. Applications potentielles de la bande 60 GHz
I.4. Bilan de liaison d’une chaîne hétérodyne à 60 GHz
I.4.1. Bilan de liaison à 60 GHz
I.5. Technologie CMOS et CMOS SOI
I.5.1. Introduction
I.5.1.1. Pourquoi le CMOS
I.5.1.2. CMOS pour les applications numériques
I.5.1.3. CMOS pour les applications radiofréquences
I.5.2. Technologie Silicium sur isolant
I.5.3. Avantages de la technologie CMOS/SOI
I.5.3.1. Compatibilité de procédé avec les technologies CMOS
I.5.3.2. Densité d’intégration
I.5.3.3. Les Composants passifs sur SOI
I.5.4. Conclusion sur la Technologie SOI
I.6. Conclusion du chapitre I
Chapitre II Etudes de structures d’interconnexions radiofréquences intégrées sur SOI
II. Introduction
II.1. Empilement technologique de substrat Silicium sur isolant (SOI) utilisé
II.1.1. Importance des interconnexions dans la conception de systèmes électroniques
II.1.2. Structure des couches d’interconnexions
II.2. Ligne de transmission sur SOI
II.2.1. Ligne de transmission guide d’onde coplanaire CPW
II.2.2. Ligne de transmission de type ruban planaire (Coplanar strip CPS)
II.2.3. Modes de propagation
II.3. Dimensionnement des lignes de transmission
II.3.1. Guide d’onde coplanaire CPW
II.3.2. Ruban coplanaire CPS
II.4. Validation expérimentale pour une étude de ligne coplanaire CPW sur 0.13 µm
II.4.1. Méthode de calibrage choisie
II.4.2. Méthode d’épluchage (“De-Embedding”)
II.4.3. Caractérisation des lignes de transmission
II.4.4. Conception des lignes CPW sur SOI
II.4.5. Etude des performances de la ligne CPW intégrée sur différents substrats
II.4.6. Validation expérimentale de la technologie CMOS
II.5. Etude de la permittivité effective dans une configuration d’antenne intégrée sur
substrat
II.5.1. Détermination de la permittivité effective par méthode directe
II.5.2. Détermination de la permittivité effective par méthode de rapport de résonance
70
II.5.2.1. Variation de la permittivité relative
II.5.2.2. Variation de l’épaisseur de substrat
II.5.2.3. Validation numérique
II.5.2.4. Evaluation de la permittivité effective de substrat SOI
II.6. Conclusion du Chapitre II
Chapitre III
Etudes des Antennes Intégrées sur SOI
III. Introduction
III.1. Définition des Paramètres Principaux des Antennes
III.1.1. Impédance d’Entrée
III.1.2. Directivité, Efficacité et Gain [III.3]
III.2. Antenne Intégrée Sur Silicium
III.2.1. Modélisation des Antennes sur Silicium
III.2.1.1. Théorie des Antennes sur Substrat
III.2.2. Etude paramétrique des dipôles intégrés en technologie SOI
III.2.2.1. Conception de la structure d’antenne
III.2.2.1.1. Antenne dipôle sur différents substrats
III.2.2.1.2. Variation de la conductivité de silicium
III.2.2.1.3. Effet de la couche de silicium active et d’oxyde
III.2.2.1.4. Variation de l’épaisseur de silicium hautement résistive
III.2.2.1.5. Influence de la métallisation en face arrière
III.2.2.2. Etude de la problématique de l’efficacité de rayonnement des antennes sur
SOI 100
III.2.2.2.1. Etude d’un dipôle horizontal
III.2.2.2.2. Etude de l’intégration de dipôle sur SOI
III.2.2.2.3. Etude de cas des Antennes Pastilles intégrées sur SOI
III.3. Modélisation des îlots métalliques de la technologie SOI
III.3.1. Contexte global de l’étude [III.24] [III.25]
III.3.2. Modèle des îlots métalliques dans la technologie SOI
III.3.2.1. Impédance de grille [III.32]
III.3.2.2. Impédance de surface équivalent
III.3.3. Effets des îlots métalliques sur SOI
III.3.3.1. Etude de coefficient de réflexion
III.4. Conclusion
ix
Chapitre IV
Réalisation et Etude des Antennes dans la Bande Millimétrique (60 GHz)
IV. Introduction
IV.1. Antenne Dipôle avec Structure Interdigitée
IV.1.1. Capacité Interdigitée
IV.1.2. Effet de la Structure Interdigitée
IV.1.3. Effets de variation de largeurs de doigts de la structure interdigitée
IV.1.4. Etude et Fonctionnement du Balun
IV.1.5. Principe du Balun
IV.1.6. Mesure du balun
IV.1.7. Effet du balun sur le rayonnement de l’antenne
IV.1.8. Antenne interdigitée avec balun, simulation et mesure
IV.2. Procédure de mesure de diagramme de rayonnement des antennes à 60 GHz. . 134
IV.2.1. Conception de dispositif de test
IV.2.2. Etude des différents composants de dispositif de test
IV.2.3. Procédure de mesure pour le dispositif de test
IV.2.4. Méthode de caractérisation
IV.2.4.1. Méthode de trois charges pour l’extraction des paramètres S de
l’adaptateur 140
IV.2.4.2. Caractérisation de Dispositif de Test
IV.2.4.3. Techniques d’épluchage pour l’antenne
IV.3. Mesure de digramme de rayonnement
IV.3.1. Description de montage de banc de test
IV.3.2. Méthode utilisée pour mesurer le gain de l’antenne interdigitée
IV.3.3. Comparaison de diagramme de gain de l’antenne interdigitée « Grand et petit
support » 147
IV.3.4. Extraction de Gain au niveau de la puce
IV.4. Antenne IFA inversée
IV.4.1. Conception de l’antenne IFA
IV.4.2. Antenne IFA Intégrée sur SOI
IV.4.3. Etude de rayonnement de l’antenne IFA
IV.5. Antenne fente
IV.5.1. Etude paramétrique de l’antenne fente simple
IV.5.2. Antenne Double Fente
IV.5.3. Antenne double fente en technologie SOI
IV.5.4. Etude de rayonnement de l’antenne fente
IV.6. Antenne Spirale
IV.6.1. Théorie de l’antenne spirale [IV.43]
IV.6.2. Paramètres de l’antenne spirale
IV.6.3. Alimentation de l’antenne spirale
IV.6.4. Technologie Utilisée pour l’intégration
IV.6.5. Diagramme de Rayonnement
IV.7. Conception conjointe de l’amplificateur faible bruit et l’antenne
IV.7.1. Caractéristiques de l’amplificateur Faible bruit
IV.7.1.1. Technologie Utilisé
IV.7.1.2. Le bruit dans les quadripôles : éléments de théorie
IV.7.2. Conception conjointe de l’amplificateur de bruit et de l’antenne
IV.7.2.1. Intérêt de la co-conception
IV.7.2.2. Stratégie de la co-conception
x
IV.7.2.2.1. Notion de gain transducique
IV.7.2.2.2. Adaptation de puissance en conception conjointe
IV.7.2.2.3. Facteur de bruit en conception conjointe
IV.7.2.3. Réalisation d’antenne intégrée sur SOI à 60 GHz pour la conception
conjointe 182
IV.7.2.4. Conception conjointe
IV.7.2.5. Résultats de la conception conjointe
IV.8. Conclusion
Conclusion Générale
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