Soutenance mémoire
Emetteur à transposition directe : homodyne
A la sortie de la partie numérique de traitement du signal se trouvent les voies I et Q qui correspondent respectivement aux parties réelle et imaginaire du signal à transmettre en bande de base. Le modulateur IQ recombine les signaux I et Q en un signal unique, porté directement à la fréquence porteuse fRF à l’aide d’un étage unique de transposition en fréquence. Cette structure n’utilise pas de fréquence intermédiaire FI d’où l’autre nom de cette architecture –architecture à transposition directe. La fréquence de l’oscillateur local doit dans ce cas être égale à la fréquence de la porteuse, fRF. Les mélangeurs utilisés par le modulateur I/Q, n’étant pas idéaux, présentent à leurs sorties des fuites ainsi que d’autres fréquences non désirées dues aux intermodulations des harmoniques et le signal utile [Clin2005]. Par conséquent un filtre passe-bande est nécessaire à la sortie du modulateur. L’amplificateur de puissance (PA) peut posséder des non-linéarités et créer des intermodulations qui affectent le spectre du signal à émettre [Bane2001], [Cost2002]. Le filtre passe-bande à la sortie sert à atténuer les intermodulations pour qu’elles ne perturbent pas les bandes adjacentes. En raison de la forte amplitude du signal à émettre, il peut exister un couplage important entre l’amplificateur de puissance et l’oscillateur local, qui est à la même fréquence que le signal transposé. De ce fait, le spectre de l’oscillateur local est dégradé par le signal modulé à forte puissance, dont le spectre est centré autour de fRF, issu de l’amplificateur de puissance. Ce défaut provoque les phénomènes appelés « injection pulling » lorsque l’amplitude du signal RF change et « injection locking » quand la fréquence de l’oscillateur local varie [Raza2003]. La fréquence de l’Oscillateur Local (OL) est typiquement comprise entre plusieurs centaines de MHz et quelques GHz. De ce fait, il est délicat d’obtenir une quadrature parfaite entre les voies I et Q pour toutes ces valeurs. Ce phénomène est appelé déséquilibre IQ dont l’origine peut être :
– différence au niveau de la longueur des lignes de connexion entre l’OL et les mélangeurs. Pour limiter le déphasage indésirable, les pistes réalisées doivent être rigoureusement égales. Ce problème s’aggrave avec l’augmentation de la fréquence.
– disparité des charges aux sorties I et Q de l’OL. Il est nécessaire d’introduire des circuits factices « dummycells » pour préserver le bon déphasage.
– diversité de valeurs des circuits électroniques utilisés. Dans des technologies microélectroniques les valeurs des composants peuvent varier selon la position physique sur le cristal et le sens de l’emplacement. Ceci provoque des différences dans les paramètres des blocs conçus – comme le gain de conversion des mélangeurs [Bake2007]. Le déséquilibre des voies I et Q diminue la qualité du signal émis. Elle déforme laconstellation émise qui perturbe la bonne réception du symbole émis ainsi que l’estimation du canal [Trav20071]. Ces effets peuvent diminuer le débit du signal transmis. En résumé, la structure d’émetteur homodyne permet les avantages suivants:
– Un simple trajet du signal grâce à sa structure peu complexe. Il permet une implémentation plus facile dans les circuits intégrés.
– Une seule transposition de fréquence. Elle permet de réduire les filtres et par conséquent la taille de la structure Les désavantages sont :
– Influence de l’amplificateur de puissance sur l’Oscillateur Local (OL) créant les effets « injection locking » et « injection pulling »
– Déséquilibre entre les voies I et Q à cause de la fréquence de fonctionnement élevée.
Le récepteur low-IF
Le récepteur low-IF [Raza19982] réalise deux transpositions en fréquence, dont la deuxième est effectuée numériquement. La première transposition se fait à l’aide d’un démodulateur IQ à une fréquence intermédiaire fIF, éloignée de quelques largeurs du canal d’émission de la fréquence DC. Ensuite le signal est converti numériquement par les Convertisseurs Analogique-Numériques (CANs). La transposition vers la fréquence de base est réalisée dans le bloc de traitement numérique (DSP). Les deux voies déjà numérisées sont transposées par des mélangeurs à réjection de la bande image. Grâce à cette architecture nous pouvons obtenir les avantages de la structure hétérodyne comme l’élimination du zéro offset avec une seule transposition analogique. Vue la fréquence élevée de fonctionnement du démodulateur IQ, l’équilibre entre les voies I et Q reste un problème majeur. Une difficulté supplémentaire par rapport aux architectures homodyne et superhétérodyne est la nécessité des CANs de plus large bande. Ceci rend contraignante son utilisation dans les applications très large bande. Parmi les structures d’émetteur et de récepteur présentés, pour une application intégrable et à faible coût, les architectures qui répondent le plus à la demande de basse consommation et de meilleure intégralité sont le récepteur et l’émetteur homodyne. Elles permettent de s’affranchir de tous les composants contraignant nécessaires pour réaliser le filtrage à la fréquence intermédiaire. Cependant leurs défauts principaux nécessitent une attention particulière pendant leur conception et application.
Méthodes de diversité
Un canal radio-mobile est typiquement caractérisé par un bruit additif blanc gaussien et un bruit multiplicatif. Le bruit additif s’ajoute au signal transmis à l’entrée du récepteur. Le bruit multiplicatif représente les évanouissements que subit le signal transmis au cours de différents chemins qu’il peut prendre pour parvenir au récepteur. Un canal radio mobile est ainsi caractérisé par ses évanouissements : leur loi de distribution, leur dispersion temporelle et leur évolution temporelle. Ainsi, les conditions de propagation peuvent varier largement dans le temps et dans les différentes parties du spectre. Un canal est sélectif en fréquence, lorsque sa réponse fréquentielle n’est pas idéalement plate. Ceci est dû aux effets des échos et des réflexions produits au cours de la transmission entre émetteur et récepteur. La bande de cohérence « BC » est définie comme la bande de fréquence sur laquelle on peut considérer la réponse fréquentielle du canal comme constante. Le canal de transmission peut être sélectif en temps. La sélectivité en temps caractérise sa variation au cours de temps. Elle est liée à la mobilité de l’émetteur, du récepteur ou des obstacles entre les deux suivant la nature des évanouissements. Le temps de cohérence « TC » est défini comme le temps où le canal peut être considéré comme constant. Lorsque le signal est transmis sur un seul canal, à cause des sélectivités, il y a une forte probabilité que ce canal soit en évanouissement profond. Par conséquent, peu importe le schéma de communication choisi, la probabilité d’erreur reste très élevée. Dans ce cas-là, la solution pour améliorer les performances est de faire en sorte que l’information passe par des voies différentes, chacune présentant des évanouissements indépendants. Cette technique est appelée diversité et permet d’améliorer considérablement les performances sur des canaux difficiles. La diversité peut être temporelle, fréquentielle ou spatiale. Le principe de base reste inchangé quelle que soit la technique de diversité. Grâce aux copies reçues, le récepteur peut reconstituer le signal émis ou choisir la meilleure réception. Ainsi, une détection plus fiable peut être effectuée.
Transmission multi-porteuse OFDM
Avec l’augmentation du débit, le canal de transmission devient plus large et la durée d’un symbole émis sur une seule porteuse raccourcit. Or le canal présente rarement des caractéristiques constantes dans sa bande. Les différents trajets de propagation possibles pour le signal émis font de sorte que des copies du message émis soient captées dispersées dans le temps. Si la durée du symbole émis est plus longue que le retard de diffusion du canal ou « delay spread », la caractéristique du canal présente des évanouissements sélectifs en fréquence [Rapp2001]. Son effet sur les signaux modulés numériquement est l’apparition des Interférences Entre les Symboles (IES). Cet effet négatif peut être atténué avec l’utilisation d’égaliseurs. La difficulté vient de leur besoin de capacité de calcul qui augmente rapidement avec la largeur de la bande et la longueur de la réponse fréquentielle du canal [Tse2005]. Pour éviter les IES, nous pouvons utiliser la méthode de l’intervalle de garde qui prolonge la durée du symbole au-delà du retard du canal. Afin de l’utiliser avec une perte de débit raisonnable, il est nécessaire de prolonger le temps du symbole émis. Ceci peut être réalisé en envoyant le message en parallèle sur plusieurs canaux avec un débit unitaire réduit évitant ainsi l’apparition d’IES. Cette technique est appelée Multiplexage fréquentiel ou FDM (Frequency Division Multiplexing). L’approche dans les systèmes de transmission qui permet une répartition en fréquence optimale de point de vue de l’occupation spectrale consiste à recouvrir les spectres des sous-porteuses, de sorte qu’à la fréquence centrale de chacune des sous-porteuses toutes les autres sont à zéro
Technologie microélectronique
Etant donné l’application du synthétiseur de fréquence pour un standard destiné au marché grand public et par conséquent à faible coût, nous avons choisi d’étudier les contraintes de la conception d’un tel dispositif sur une technologie CMOS. Malgré les performances RF excellentes des technologies sur Arséniure de Gallium (AsGa), leur production par unité reste très onéreuse et n’est pas adaptée pour notre cas d’étude.Pour la conception des circuits des blocs de l’OL, nous utilisons le processus CMOS disponible dans notre laboratoire de recherche. Austriamicrosystems AMS S35D4B5 est un procédé microélectronique de type BiCMOS. Les couches métalliques disponibles sont au nombre de 4 dont la supérieure est plus épaisse. Elle permet de réaliser des inductances ainsi que de tracer des connexions à faible pertes. Cette filière microélectronique dispose d’un grand nombre de composants passifs et actifs qui se trouvent dans une bibliothèque appelée PRIMLIB. La validité des modèles s’y trouvant est cependant limitée en fréquence. Pour des fréquences au-delà de quelques centaines de MHz, il est nécessaire de recourir aux modèles RF afin d’avoir des résultats de simulation corrects. Ces derniers se trouvent dans la bibliothèque PRIMLIBRF qui contient des modèles valides jusqu’à une fréquence de 6 GHz. Le choix des modèles de composants qualifiés RF est limité. Cette bibliothèque contient deux transistors NMOS et PMOS, deux capacités du type Métal-Métal (MM) et Poly-Poly (PP) et trois types de résistances de type Poly. Afin d’assurer la validité des modèles, le paramétrage de ces composants et surtout des transistors est spécifique et nécessite d’être pris en compte pendant la conception. Les deux modèles de transistors MOS fournis: « modnrf » et « modprf » dans la librairie PRIMLIBRF ont une longueur de grille (L) correspondant à la valeur minimale permis par la technologie : Lmin = 0,35μm, qui n’est pas modifiable. La largeur de grille (W) des transistors est limitée. Pour les NMOS et PMOS respectivement : WNMOS max = 200μm et WPMOS max = 150μm. Les transistors MOS utilisés en fréquences RF sont dessinés en configuration repliée à plusieurs doigts. La largeur unitaire de grille est standardisée à 5 ou 10μm. La fréquence de transition (ft) est dépendante de la polarisation. Pour les transistors NMOS elle peut atteindre des valeurs autour de 30GHz.
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Table des matières
Table des figures
Liste des tableaux
Introduction générale
Bibliographie de l’auteur
II.1.1 Conférences internationales
II.1.2 Conférences nationales
II.1.3 Revues internationales
Chapitre I. Introduction
I.1 Architecture d’un système de transmission
I.1.1 Chaine de transmission
I.1.2 Architectures permettant la transposition en fréquence
I.1.2.1 Transposition en Emission
I.1.2.1.1 Emetteur à transposition directe : homodyne
I.1.2.1.2 Emetteur superhétérodyne
I.1.2.2 Transposition en Réception
I.1.2.2.1 Le récepteur homodyne
I.1.2.2.2 Le récepteur superhétérodyne
I.1.2.2.3 Le récepteur low-IF
I.2 Le partage des ressources
I.2.1 Accès multiple à répartition en fréquence
I.2.2 Accès multiple à répartition en temps
I.2.3 Accès multiple à répartition en code
I.3 Méthodes de diversité
I.3.1 Diversité temporelle
I.3.2 Diversité fréquentielle
I.3.3 Diversité spatiale
I.4 Contexte et objectifs de l’étude
I.4.1 Systèmes de transmission large bande multi-bandes
I.4.1.1 Norme MultiBand OFDM: IEEE 802.15.3a
I.4.1.2 Transmission multi-porteuse OFDM
I.4.2 Objectifs de la recherche
Chapitre II. Conception et étude d’un oscillateur local à commutation rapide
II.1 Architecture du synthétiseur de fréquence
II.1.1 Limitation des architectures principales
II.1.1.1 Synthétiseur à PLL programmable
II.1.1.2 Synthétiseur numérique DDS
II.1.1.3 Synthétiseur à fréquences commutées
II.1.2 Synthétiseurs MB-OFDM proposés dans la littérature
II.1.3 Architecture du synthétiseur retenu
II.1.3.1 Description détaillé des composants de base du synthétiseur
II.1.3.1.1 Génération des fréquences de base
II.1.3.1.2 Génération des fréquences de sortie
II.1.3.2 Paramètres du synthétiseur de fréquence proposé
II.1.3.2.1 Bruit de phase
II.1.3.2.2 Niveau des remontées des fréquences parasites
II.1.3.3 Conclusion
II.2 Etude et réalisation des blocs de la structure du synthétiseur proposé
II.2.1 Technologie microélectronique
II.2.1.1 Considérations générales sur la conception des circuits
II.2.2 Blocs générant les fréquences de base
II.2.2.1 Diviseur de fréquence
II.2.2.1.1 Etat de l’art des technologies pour des circuits numériques sur une filière CMOS
II.2.2.1.2 Structure du diviseur conçu
II.2.2.1.3 Spectre du signal divisé
II.2.2.1.4 Bascule D du diviseur
II.2.2.2 Filtre polyphase RC-CR
II.2.3 Blocs permettant la transposition en fréquence
II.2.3.1 Mélangeur
II.2.3.1.1 Classification et fonctionnement des mélangeurs
II.2.3.1.2 Etude du mélangeur double équilibré à cellule de Gilbert
II.2.3.1.3 Principe de fonctionnement
II.2.3.1.4 Conception du mélangeur
II.2.3.2 Multiplexeur
II.2.3.2.1 Paramètres du multiplexeur
II.2.3.2.2 Structure du multiplexeur
II.2.3.3 Résultats des simulations
II.3 Réalisation du circuit
II.3.1 Structure du synthétiseur réalisée
II.3.2 Conception de la structure
II.3.2.1 Dessins de masques
II.3.2.2 Résultats de la simulation post-layout
II.3.3 Mesures
II.3.3.1 Conditions générales pour les tests effectués
II.3.3.1.1 Cartes de test
II.3.3.1.2 Influence du boîtier
II.3.3.2 Mesure du circuit complet
II.3.3.2.1 Structure mesurée
II.3.3.2.2 Carte de test
II.3.3.2.3 Balun de sortie
II.3.3.2.4 Résultats des mesures
II.3.3.3 Mesure des composants de base
II.3.3.3.1 Mesures du Mélangeur
II.3.3.3.2 Mesures du diviseur
II.3.3.3.3 Mesures du Multiplexeur
II.4 Performances attendues du système complet
Conclusion
Chapitre III. Effet et réduction des interférences liées aux fréquences parasites d’oscillateur local
III.1 Problématique. Interférence entre les utilisateurs en cas d’un oscillateur local nonidéal
III.1.1 Interférences à la réception
III.1.2 Interférences à l’émission
III.2 Amélioration des performances des transmissions
III.2.1 Réduction des auto-interférences
III.2.1.1 Modélisation du signal perturbé
III.2.1.1.1 Cas de l’OL du récepteur non-idéal
III.2.1.1.2 Cas de l’OL de l’émetteur non-idéal
III.2.1.2 Proposition de correction d’auto interférence
III.2.1.2.1 Correction appliquée à la réception
III.2.1.2.2 Correction effectuée à l’émission
III.2.1.3 Performances de la méthode proposée
III.2.1.4 Robustesse de la méthode
III.2.2 Réduction des interférences entre les bandes adjacentes
III.2.2.1 Principe de fonctionnement de la méthode SIC
III.2.2.2 Application du SIC au MB-OFDM
III.2.2.3 Modélisation du signal reçu par une station de base à OL non idéal
III.2.2.4 Algorithme proposé
III.2.2.5 Performances de la méthode SIC
III.2.2.5.1 Conditions d’application
III.2.2.5.2 Performances de la méthode
III.2.2.6 Robustesse de la méthode SI
III.2.3 Application de l’algorithme de suppression d’interférences à la structure réalisée
III.2.3.1 Application au synthétiseur de fréquence réalisé à partir des composants mesurés
III.2.3.2 Optimisation de la structure de l’oscillateur local
III.2.3.3 Conclusion
Conclusion et perspectives
Perspectives
Bibliographie
Résumé
Abstract
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