Étude des accès électriques du déflecteur EO

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Entrelacement temporel

L’entrelacement temporel consiste à numériser le signal analogique en utilisant N CANs élémentaires2, placés en parallèle (cf. Figure 1.14). Si leur fréquence d’échantillonnage, ?é′?ℎ, est commune, ils reçoivent le signal analogique avec un décalage temporel de 1⁄(? · ?é′?ℎ) ; leurs sorties sont ensuite recombinées et le signal résultant contient N fois plus de codes binaires qu’un seul CAN élémentaire, de telle manière que l’ensemble de ces N CANs élémentaires se comporte comme un seul CAN échantillonnant à une fréquence ?é?ℎ = ? · ?é′?ℎ, tout en conservant, en principe, la résolution des CANs élémentaires monocanaux.

Bilan des CANs électroniques

B. Murmann, professeur d’électronique et spécialiste de conversion de données à l’Université de Stanford, a fait un suivi complet des travaux sur les CANs électroniques présentés aux International Solid-State Circuits Conference (ISSCC) et Symposium on Very Large Scale Integrated Circuits (VLSI) entre 1997 et 2015 [26]. Il a relevé et classé les caractéristiques de CANs présentés dans 450 communications, telles que l’architecture, la technologie utilisée, le SNR, la THD, le SFDR, la fréquence d’échantillonnage et la puissance consommée. Il en ressort de cette étude que tous les CANs atteignant les 10 Géch/s ou plus en technologie CMOS font appel à des techniques d’entrelacement temporel. Les deux seuls CANs monocanaux atteignant 10 Géch/s ou plus sont réalisés en technologie bipolaire, SiGe HBT pour l’un en 2004 [27] et SiGe BiCMOS (Bipolar-CMOS) pour l’autre en 2006 [28]. Le CAN réalisé en technologie SiGe HBT par Cheng et al. en 2004 [27] a été présenté comme capable d’atteindre 40 Géch/s avec une résolution de 3 bits, mais sa capacité de quantification n’a été testée que sur un signal de fréquence 50 MHz. Ces performances sont exceptionnelles pour un composant monocanal. Les auteurs avaient annoncé la réalisation d’un CAN pouvant échantillonner des signaux dans la bande Ka (27-40 GHz) avec une meilleure résolution pour la phase suivante de leur projet. Néanmoins aucun résultat ultérieur n’apparaît dans la synthèse de B. Murmann. Ceci est probablement dû aux difficultés rencontrées pour augmenter simultanément la fréquence d’échantillonnage et la résolution dans un CAN électronique monocanal, notamment à cause de la gigue des horloges et de l’ambigüité de comparateurs limités en rapidité, même en technologie bipolaire plus rapide que la CMOS.
L’entrelacement temporel est massivement exploité dans toutes les structures de CANs en technologie CMOS afin d’augmenter la fréquence d’échantillonnage. D’ailleurs, tous les oscilloscopes temps réel avec une bande passante de 10 GHz ou plus, disponibles sur le marché, utilisent l’entrelacement pour atteindre la fréquence d’échantillonnage requise [29]. De la même manière, les CANs de Fujitsu échantillonnant à 56 Géch/s avec 8 bits de résolution sont construits chacun avec 320 CANs élémentaires entrelacés, échantillonnant chacun à 175 Méch/s avec une résolution de 8 bits [30]. L’entrelacement temporel est une technique très efficace pour augmenter le taux d’échantillonnage mais il engendre une plus grande complexité, plus de bruit et une consommation plus importante. Par ailleurs, il faut veiller à bien égaliser l’amplitude et le temps de propagation entre les différents canaux correspondant aux CANs élémentaires entrelacés, ce qui est très difficile. En outre, toutes les structures de CANs ne se prêtent pas bien à cette technique pour en améliorer les performances [31].
À partir des données rassemblées et classées par B. Murmaan [26], on peut placer les performances présentées aux conférences ISSCC et VLSI entre 1997 et 2015 sur le plan (féch, ENoB) et tracer l’ENoB en fonction de féch pour plusieurs valeurs de la gigue temporelle σj , de la fréquence de transition fT et de la résistance thermique effective équivalente Reff à partir des formules 1.20, 1.21 et 1.24 respectivement (cf. Figure 1.15). Tous les points représentant les CANs électroniques sont sous la droite limitant l’ENoB en fonction de féch pour la gigue ?? =100 fs. Cela signifie qu’en 2015, la gigue des horloges électroniques ne s’est pas améliorée par rapport à 2006 (cf. Figure 3 du papier de synthèse de G. C. Valley de 2007 [14]).

CANs optiques

La gigue des horloges électroniques pourrait bien limiter la montée en fréquence d’échantillonnage des CANs électroniques, alors que cette montée est indispensable pour faire face aux applications ou équipements qui ont besoin, soit de traiter des débits d’information très importants tels les transceivers optiques cohérents pour communications à très hauts débits [4] et l’astronomie [5] par exemple, soit de détecter et de numériser directement des ondes électromagnétiques de haute fréquence porteuse. Devant ce dilemme entre l’augmentation de la fréquence d’échantillonnage des CANs et la nécessité d’une bonne résolution, la communauté scientifique cherche à tirer profit de la faible gigue des impulsions lasers pour lever le blocage de l’augmentation de la fréquence d’échantillonnage.
Les CANs optiques sont classés en deux catégories principales : hybride et tout-optique. Dans la première catégorie, l’une des deux opérations de numérisation (échantillonnage ou quantification) est effectuée dans le domaine optique et l’autre dans le domaine électronique. Généralement, c’est l’échantillonnage qui est effectué dans le domaine optique afin de tirer profit de la faible gigue des lasers MLL. Les CANs tout-optiques effectuent l’échantillonnage et la quantification dans le domaine optique. Ce groupe de CANs peuvent non seulement profiter de la faible gigue des lasers MLL pour l’échantillonnage, mais aussi de la très large bande des composants optoélectroniques.

CANs hybrides

Les CANs hybrides, connus également sous le nom de CANs assistés par l’optique, effectuent l’échantillonnage à l’aide d’un laser impulsionnel et d’un modulateur électro-optique (EO). La quantification se fait par contre avec des CANs électroniques. Ce type de CANs tire profit d’une part de la faible gigue des impulsions lasers et d’autre part de la bonne résolution des CANs électroniques.

CANs à multiplexage/démultiplexage

Il existe deux variantes de CANs à multiplexage/démultiplexage : multiplexage temporel, connu sous le nom d’entrelacement temporel (TI pour Time Interleaving) et multiplexage en longueur d’onde (WDM pour Wavelength Division Multiplexing).

Entrelacement temporel

Dans ces CANs, des impulsions optiques issues d’un MLL avec une fréquence de répétition féch, échantillonnent une copie optique du signal analogique à numériser, obtenue à l’aide d’un modulateur EO [32]. Le train d’impulsions modulées résultantes est démultiplexé sur N canaux par des commutateurs EO. Les sorties des canaux sont ensuite numérisées par des CANs électroniques placés derrière les photodétecteurs et dont la fréquence de fonctionnement peut être réduite à féch/N. En utilisant deux démultiplexeurs 1:8 et 16 CANs électroniques de 14 bits et de cadence de 63 Méch/s (cf. Figure 1.16), Juodawlkis et al. ont numérisé un signal de 250 MHz à une cadence de 505 Méch/s et un ENoB de 8,2 bits [33].
Les performances de ce type de CANs sont limitées par les mêmes facteurs que ceux qui limitent les CANs électroniques entrelacés (cf. § 1.5.1.2). En effet, l’écart de gains associé à chaque canal (pertes optiques, sensibilité de photodiode, gain d’amplificateurs électroniques) limite la résolution. En outre, la cadence d’échantillonnage peut se voir plafonner par les circuits de commande électroniques de la commutation optique. De plus, les non-linéarités des modulateurs EO affectent la précision de conversion.

CANs tout-optiques

CANs basés sur des interféromètres Mach-Zehnder

L’une des techniques de conversion tout-optique les plus connues est sans doute celle proposée par Taylor en 1975. Cette technique exploite la similitude entre la périodicité de la sortie d’un interféromètre Mach-Zehnder (MZ) et un code binaire. Une implémentation sur 4 bits de ce concept est illustrée Figure 1.20 [42].

État de l’art

Le nombre de modulateurs MZ est égal au nombre de bits de résolution. La tension analogique d’entrée est appliquée à l’un des deux bras de chaque modulateur MZ pour générer un champ électrique donnant lieu à une variation de phase par effet EO et à une variation d’intensité en sortie. L’échantillonnage du signal analogique est effectué avec des impulsions optiques courtes. L’intensité de sortie de chaque modulateur est détectée par une photodiode, dont le signal de sortie électrique est ensuite comparé à un signal de référence. La sortie du premier modulateur représente le LSB dans le code numérique et celle du dernier représente le bit de poids fort (MSB pour Most Significant Bit). Généralement, la sortie est en code Gray, dans lequel le pas de quantification est égal à la moitié de la tension demi-onde Vπ du premier modulateur MZ (LSB). Cette architecture possède plusieurs avantages ; chaque bit supplémentaire ne nécessite qu’un seul comparateur en plus, soit b comparateurs pour b bits au lieu de 2b – 1 utilisés pour les CANs électroniques flash. Cela réduit considérablement la puissance consommée. Par contre, cette architecture est limitée en résolution et en bande passante. En effet, chaque bit de résolution additionnel nécessite de doubler la longueur des électrodes du modulateur MZ LSB, ce qui réduit la bande passante. Si bien que les performances sont plafonnées à 6 bits de résolution pour une bande passante de 1 GHz [35]. Une autre source de limitation de cette architecture est la faible valeur de la tension demi-onde Vπ exigée pour le canal LSB lorsque l’on veut augmenter la résolution. Par exemple, pour un CAN de 6 bits avec une tension maximale Vmax = 4 V, la tension Vπ nécessaire est de 0,125 V, ce qui est un défi pour un modulateur MZ large bande.
Leonberger et al. ont démontré la faisabilité d’un tel CAN tout-optique avec 6 bits de résolution et une cadence d’échantillonnage de 1 Géch/s en utilisant 6 modulateurs MZ en LiNbO3 pour la quantification et un laser MLL Nd:YAG pour échantillonner un signal analogique d’une bande 500 MHz [44]. La même équipe a réalisé un CAN électro-optique basé sur des interféromètres MZ qui fonctionne à une cadence de 828 Méch/s avec une résolution de 4 bits [45], la longueur du canal LSB est de 18 mm, ce qui reste correct.
D’autres variantes de l’architecture proposée par Taylor ont été développées afin d’améliorer ses performances. En jouant sur les points de polarisation, Jalali et Xie ont réussi à garder la même longueur d’électrode pour tous les modulateurs correspondant à des poids différents. Ils ont démontré la faisabilité de leur architecture pour une résolution de 4 bits sans préciser sa bande passante [3].

CANs basés sur l’interférence d’un faisceau optique

La Figure 1.21 montre le schéma de principe d’un CAN à quantification spatiale optique proposé par Jarrahi et al. [46]. Des impulsions issues d’un MLL sont injectées dans un guide d’onde. Le faisceau optique s’étale en sa sortie dans la première zone de propagation libre. Il est ensuite couplé à une barrette de modulateurs de phase commandés par la tension d’entrée analogique à numériser. Les longueurs des électrodes de commande augmentent linéairement du modulateur de droite à gauche, un déphasage est ainsi créé entre les impulsions sortantes des modulateurs de phase adjacents. Ces dernières issues de la barrette de modulateurs de phase s’étalent dans la seconde zone de propagation libre et interfèrent entre elles. Le diagramme d’interférence résultant a une variation en sinus cardinal, dont la position du pic principal contenant plus de 85% de la puissance totale varie avec le déphase entre les impulsions, donc avec la tension d’entrée analogique appliquée aux modulateurs de phase. La figure d’interférence est ensuite détectée par une barrette de N = 2b photodétecteurs non-linéaires intégrés dans les guides d’ondes de sortie, où b est le nombre de bits, égal à 3 sur la Figure 1.21 et N le nombre de valeurs numériques. Les tensions de sortie des photodétecteurs sont reliées en deux groupes de b manières différentes pour générer 2·b = 6 tensions, ???? + 1, ???? + 2, ???? + 3, ???? – 1, ???? – 2 et ???? – 3. Une décision binaire sera prise suivant le signe de la tension différentielle : valeur 1 pour le 2ème bit si ???? + 2 – ???? – 2 > 0 et valeur 0 si ???? + 2 – ???? – 2 < 0. Cette tension différentielle permet de s’affranchir de la fluctuation de l’intensité laser et d’éviter d’avoir besoin d’une tension de référence qui peut elle-même fluctuer.

CAN tout-optique basé sur un déflecteur EO

Le CAN tout-optique étudié pendant cette thèse est constitué d’un laser impulsionnel, d’un déflecteur EO et d’un masque de codage suivi de plusieurs photodétecteurs (cf. Figure 1.24, § 1.5.2.2.4) [52].
Les impulsions optiques issues du laser sont déviées par le déflecteur EO à guide d’onde à fuite. L’angle de déflection est modulé par la tension HF à numériser grâce à l’effet EO. En sortie du déflecteur, le faisceau émergent est focalisé par une lentille cylindrique en une ligne horizontale très fine sur le masque de codage binaire, placé dans le plan focal de la lentille. Cette ligne se déplace verticalement en fonction de l’amplitude du signal à numériser. Ainsi, le déflecteur transforme une tension en une information angulaire qui sera convertie en code numérique grâce au quantificateur spatial (masque et matrice de photodétecteurs), dont la résolution est égale au nombre de lignes résolues.
Le laser impulsionnel doit répondre à des caractéristiques très précises afin d’atteindre le taux d’échantillonnage et la résolution visés. En effet, il doit osciller à une longueur d’onde optimale issue d’un compromis entre coefficient EO élevé et faible absorption des matériaux polymères utilisés. Cependant, pour un premier démonstrateur, nous travaillerons à la longueur d’onde 1,55 µm. Le laser doit produire des impulsions à une cadence très élevée, égale au double de la fréquence maximale du signal analogique HF selon le théorème de Nyquist, soit une cadence de 40 GHz pour numériser un signal de fréquence maximale égale à 20 GHz. La largeur des impulsions fournies par le laser doit découler d’un compromis entre effet de dispersion chromatique dans le guide optique et erreurs de quantifications. La gigue temporelle de ces impulsions doit être inférieure à 100 fs pour d’atteindre une résolution supérieure à 6 bits effectifs (cf. Figure 1.15).
La précision de quantification du CAN tout-optique étudié dépend aussi du dimensionnement du masque et de la sensibilité des photodétecteurs. Le nombre total de lignes horizontales résolues sur le masque de codage détermine le nombre de niveaux de quantification 2b, où b est le nombre de bits de résolution. La position des niveaux de quantification peut être ajustée pour corriger d’éventuelles non-linéarités de conversion entre tension et positions spatiales. Les photodétecteurs doivent être très sensibles et peu bruités. Un étalonnage de ces derniers serait nécessaire lors de la caractérisation de l’onde de fuite afin d’adapter le seuil de décision selon la puissance optique de l’onde de fuite.
Le déflecteur EO est l’élément central du CAN tout-optique étudié dans cette thèse, comme il joue un rôle crucial à la fois dans les opérations d’échantillonnage et de quantification. Ses performances conditionnent celles du CAN tout-optique. Le principe de fonctionnement et la conception-optimisation des performances du déflecteur EO sont détaillés dans la suite de ce chapitre. Nous visons un déflecteur EO permettant de réaliser un CAN capable d’échantillonner à 40 Géch/s (signal de bande 20 GHz) avec une résolution de 6 bits.

Principe du déflecteur EO à guide d’onde à fuite

La Figure 2.1 montre une section transversale du déflecteur EO [52]. Il est composé d’un cœur en polymères EO (d’indice de réfraction nc) entouré d’une gaine en polymère d’indice de réfraction (ng) inférieur à celui du cœur. Le guide d’onde est couvert d’un prisme-superstrat d’indice de réfraction (ns) supérieur à l’indice de réfraction effectif (noe) du mode optique dans le guide. Une couche tampon sépare le guide d’onde du prisme-superstrat, son indice de réfraction (nt) et son épaisseur (ht) sont choisis de façon à permettre une onde de fuite depuis le guide d’onde vers le prisme-superstrat. Cette couche est caractérisée par un coefficient de fuite qui quantifie la puissance qui s’échappe du cœur vers le prisme (cf. § 2.5.3). Des électrodes de commande sont placées sur la couche tampon de part et d’autre du cœur en polymère EO afin d’appliquer le signal HF à numériser. Le déflecteur EO a une structure similaire à celle d’un modulateur de phase EO, à l’exception que la gaine supérieure (couche tampon en l’occurrence) est assez mince et couverte d’un prisme d’indice élevé afin de permettre la propagation d’un mode de fuite. Par conséquent, le changement de l’indice de réfraction du cœur optique est transformé en une variation de l’angle d’émergence d’un faisceau de fuite.

Table des matières

Introduction
1 Conversion analogique-numérique
1.1 Introduction
1.2 Notions fondamentales
1.2.1 Échantillonnage
1.2.2 Quantification
1.3 Critères de performances des CANs
1.3.1 Distorsion d’harmonique totale
1.3.2 Rapport signal sur bruit
1.3.3 Nombre de bits effectif
1.3.4 Dynamique libre des raies parasites
1.3.5 Produit résolution-fréquence d’échantillonnage
1.4 Principales limites fondamentales des CANs
1.4.1 Gigue temporelle
1.4.2 Métastabilité
1.4.3 Bruit thermique
1.4.4 Bilan des limites fondamentales
1.5 État de l’art
1.5.1 CANs électroniques
1.5.2 CANs optiques
1.6 Conclusion et positionnement
2 Conception d’un déflecteur EO en vue de la réalisation d’un CAN tout-optique 
2.1 Introduction
2.2 CAN tout-optique basé sur un déflecteur EO
2.2.1 Principe du déflecteur EO à guide d’onde à fuite
2.3 Caractérisation diélectrique des polymères du déflecteur
2.3.1 Matériaux pour le déflecteur
2.3.2 Développement d’une méthode de caractérisation diélectrique large bande
2.4 Outils de conception
2.4.1 Calcul analytique de l’onde de fuite dans le déflecteur
2.4.2 Validation numérique par FFT du champ proche
2.5 Optimisation du guide d’onde à fuite
2.5.1 Angle de fuite
2.5.2 Guide optique monomode
2.5.3 Coefficient de fuite
2.5.4 Divergence
2.6 Interaction opto-hyperfréquence
2.6.1 Effet électro-optique
2.6.2 Taux de recouvrement Γ
2.6.3 Bande passante : adaptation des vitesses de phase
2.6.4 Résolution : pré-accentuation du champ E
2.7 Performances de la structure optimale
2.8 Conclusion
3 Étude des accès électriques du déflecteur EO
3.1 Introduction
3.2 Accès hyperfréquences
3.2.1 Séparation des accès optique et hyperfréquence
3.2.2 Transition GCPW-CMS-GCPW
3.3 Accès DC en vue de l’orientation des chromophores et de la polarisation électrique
3.3.1 Orientation des chromophores du polymère EO
3.3.2 Accès de la composante continue
3.4 Conclusion
4 Procédés technologiques de réalisation
4.1 Introduction
4.2 Métallisation
4.2.1 Dépôt par évaporation sous vide
4.2.2 Dépôt par pulvérisation cathodique
4.3 Dépôt de films minces en polymères
4.3.1 Centrifugation (spin-coating)
4.3.2 Réticulation de la NOA 81
4.4 Structuration de la gaine inférieure
4.4.1 Généralités sur la structuration de couches polymères
4.4.2 Nano-impression thermique
4.4.3 Nano-impression assistée par UV
4.5 Structuration des électrodes
4.5.1 Gravure chimique
4.5.2 Procédé lift-off
4.6 Remplissage du cœur optique par un polymère EO
4.7 Conclusion
Conclusion
A Caractérisation diélectrique très large bande
A.1 Principe de la méthode
A.2 Structure de la méthode et son fonctionnement
A.3 Validation expérimentale sur le polymère BCB
A.4 Application aux polymères NOA 81 et PMMI/CPO-1
A.5 Conclusion
Bibliographie

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