ÉTAT DE L’ART DES COMPOSANTS DE PUISSANCE DE TYPE MOS

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TYPE D’UTILISATIONS DE DMOS

De manière générale, les circuits produits par l’industrie des semiconducteurs voient leurs fonctionnalités, leurs performances et leur autonomie augmenter alors que leur poids et leur taille diminuent continuellement. L’innovation de l’industrie a été particulièrement stimulée par le développement du secteur des microprocesseurs.
Depuis l’explosion des applications d’échanges d’informations, les technologies radiofréquences (R.F.) et analogiques permettent une croissance rapide du marché des communications sans-fil et représentent des technologies essentielles et critiques pour de nombreux manufacturiers. Les produits communicants remplacent désormais les ordinateurs comme levier pour la production de volume. Ainsi les produits grand public représentent la moitié de la demande de semiconducteurs. Par exemple, les téléphones cellulaires de troisième génération (3G) contiennent beaucoup plus de composants semiconducteurs qu’auparavant et constituent ainsi près de 50% du marché des cellulaires, comparé seulement à 5% il y a quelques années.
Cette partie grand public du marché des produits sans-fil sont très sensibles aux coûts. Ainsi le choix entre plusieurs technologies, comparables en termes d’impératifs techniques, se fera sur la capacité à être mature rapidement pour une production de masse.
La tendance vers une intégration et des performances plus importantes des circuits, mixant logique et analogique, développe la capacité de traitement de l’information.
La miniaturisation des composants évoluant plus rapidement que les standards d’alimentation, les tensions d’alimentation des technologies logiques, analogiques et de puissance utilisées sont différentes. Ainsi pour les technologies logiques, la réduction agressive de la taille des puces permet une réduction drastique de la tension d’alimentation (de l’ordre actuellement de 1,2V). Pour les technologies analogiques, le niveau de tension diminue modérément avec la miniaturisation (entre 2,5V et 5V). Pour les technologies de puissance, la tension d’alimentation est pratiquement constante avec l’introduction de nouvelles technologies (dépend fortement de l’application visée). (Figure I-3, [Pen05])

Applications Radiofréquences

L’amélioration des performances et de l’intégration des technologies CMOS a permis le progrès des circuits numériques, grâce à la réduction des dimensions du transistor. Cette diminution de la longueur de grille avec les nœuds technologiques s’accompagne d’une augmentation de la fréquence de transition du dispositif.
Cette fréquence de transition est la fréquence pour laquelle le gain en courant du transistor (avec sortie court-circuitée) est égal à un. Elle reflète donc les performances dynamiques du transistor (en régime de fonctionnement petit-signal) et permet d’estimer la gamme de fréquence dans laquelle le dispositif peut être utilisé. L’utilisation du dispositif est envisageable pour des fréquences de l’ordre de 3 Tf ) [Gir01].
La fréquence de transition augmente de façon inversement proportionnelle à la longueur de grille L du transistor (Figure I-7).

QU’EST-CE QU’UN AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE ?

Nous allons étudier dans cette partie ce qu’est un amplificateur de puissance (PA). Cette étude couvre la définition d’un amplificateur de puissance RF, les figures de mérite les plus fréquemment utilisées et enfin les différentes classes de fonctionnement, qui ont énormément d’influence sur les performances d’un amplificateur.

Définition d’un amplificateur de puissance

Beaucoup de travaux ont été effectués sur les technologies CMOS de réception ou d’émission moyenne puissance. Pour des puissances plus importantes, la technologie III-V est principalement utilisée, le CMOS commençant à peine à se développer. Un amplificateur de puissance (PA) sert à convertir une énergie continueen une énergie RF contenant le signal à transmettre [Mul06]. L’énergie fournie par l’alimentation (PDC) n’est pas entièrement transmise à la charge. Une partie plus ou moins importante est dissipée (Pdissipée) sous forme thermique par le dispositif actif (Figure I-9).
La problématique d’un amplificateur de puissance consiste à trouver le moyen le plus efficace pour délivrer efficacement une puissance RF à une charge. En général, cette charge est une antenne. Les compromis de la conception d’amplificateurs de puissance sont la linéarité, le gain en puissance, la puissance de sortie et l’efficacité. Il s’agit d’un bloc complexe à mettre en œuvre dans la chaîne d’émission (Figure I-10).

Rendement d’un amplificateur de puissance (η) et rendement en puissance ajoutée (PAE)

Critique parce qu’il détermine directement l’autonomie de la batterie, le rendement est défini par le rapport entre la puissance de sortie de l’amplificateur (Pout) et la puissance consommée (PDC). DC out  η =P P
La puissance consommée étant forcément au minimum égale à la puissance de sortie, la consommation de l’amplificateur est donc directement liée à la puissance émise, qu’il convient de réduire pour améliorer l’autonomie des appareils nomades.
Le rendement est ainsi extrêmement corrélé à la classe de fonctionnement de l’amplificateur. Cette définition de rendement ne prend cependant pas en compte la puissance RF apportée en entrée du dispositif. La notion de rendement en puissance ajoutée a alors été introduite pour pallier ce manque. Elle est utilisée plus particulièrement pour la caractérisation RF et fait donc intervenir la puissance dynamique d’entrée.⎛ = − − = DC p sortie RF entrée P G P P.

Classes de fonctionnement

Pour une technologie donnée, la conception d’un amplificateur de puissance repose sur le choix d’une classe de fonctionnement et de la détermination de l’impédance de charge optimale correspondante.
En fonctionnement dynamique, le transistor est amené à changer de régime (linéaire, saturé) au cours du temps en fonction de la polarisation statique et de l’amplitude des signaux d’entrée Vgs et de sortie Vds. Les familles d’amplificateurs de puissance sont définies suivant la polarisation et le temps de conduction du transistor ainsi que de la forme temporelle des tensions d’entrée et de sortie.
Pour traduire la durée t0 pendant laquelle le transistor conduit sur une période du cycle RF, on introduit la notion d’angle de conduction δ=ω.t0, ou encore d’angle d’ouverture (Figure I-14, [Mul06]).

Classes commutées, fonctionnement non-linéaire

Pour les classes suivantes, les transistors sont utilisés comme des interrupteurs. En effet, jusqu’à présent nous avons discuté de circuits où le composant actif agissait comme une source de courant. L’intérêt de cette nouvelle approche est qu’un interrupteur ne dissipe – idéalement – aucune puissance. Il n’y a :
• Soit aucune tension à ses bornes,
• Soit aucun courant
Ainsi le produit V*I est toujours nul, le transistor ne dissipant pas de puissance, et l’efficacité théorique est de 100%. De plus, la puissance de sortie est indépendante de la puissance d’entrée. Cependant, à mesure que la fréquence augmente, des limitations apparaissent et les pertes de conduction et de commutation augmentent [Lee04].
La classe D se décline sous deux formes : un mode courant où le signal de sortie a une forme temporelle rectangulaire et un mode tension où le signal de sortie est une demi-sinusoïde. Cette classe possède une distorsion importante mais un rendement relativement plus élevé que les classes sinusoïdales et a l’avantage de ne pas endommager le transistor.
La classe E est une classe particulière des amplificateurs de commutation. En haute fréquence, elle permet d’obtenir de meilleurs rendements qu’une classe D équivalente (malgré un niveau de puissance inférieur à la classe A). Le montage classe E utilise un circuit de charge accordée pour compenser la capacité de sortie. Le domaine d’application des classes E est réservé aux amplificateurs à bande étroite.
La classe F est utilisée pour les applications à très haut rendement. Elle est caractérisée par une tension d’excitation en entrée de type sinusoïdal et une tension de sortie de forme carrée. Le courant de sortie est, quant à lui, de forme impulsionnelle voire sinusoïdale. En principe l’absence de puissance dissipée induit l’obtention d’un rendement de 100%. En réalité, le rendement d’un amplificateur de classe F reste supérieur à celui de classe E mais atteint difficilement 100%.
Le choix d’une classe de fonctionnement dépend de nombreux facteurs comme les contraintes de linéarité, la consommation, le niveau de puissance, etc. La Figure I-19 résume les différentes classes de fonctionnement des amplificateurs de puissance ainsi que leurs niveaux de linéarité et de rendement relatif [Gir01].

ÉTAT DE L’ART DES COMPOSANTS DE PUISSANCE DE TYPE MOS

Grâce aux progrès réalisés dans les filières technologiques, les transistors MOS de puissance se sont imposés comme des composants majeurs sur le marché des composants discrets et intégrés.
Ces composants, comme tous les composants de puissance, sont des dispositifs de conversion de l’énergie électrique. Ils jouent le rôle d’interrupteur fonctionnant entre deux états [Cez01] :
– le premier, dit « bloqué », apparaît lorsque la tension grille-source est inférieure à la tension de seuil ; le courant de drain ne peut pas circuler.
La quasi-totalité de la tension appliquée sur le composant est alors supportée par la jonction drain-source du transistor. Le niveau de tension blocable requis implique donc la présence d’une zone dite « d’extension », faiblement dopée, où pourra s’étendre la zone de charge d’espace.
– Le second, dit « passant » ou de « conduction », apparaît lors de l’application d’une tension de grille supérieure à la tension de seuil. Il se caractérise par l’apparition d’une zone d’inversion dans le canal, permettant le passage du courant de drain dont la valeur est limitée par les contraintes géométriques et technologiques de la structure ainsi que par les tensions appliquées.
L’avènement des dispositifs MOS au niveau industriel, dans le domaine de l’électronique de puissance, date du début des années 70. Le premier dispositif de puissance MOS concret a été développé à l’université de Stanford par Plummer [Plu80] qui proposait de réaliser une zone peu dopée (zone d’extension ou de « drift ») entre le canal et le drain pour soutenir la tension et de créer le canal par double-diffusion, celle de canal (P) puis celle de source (N+), permettant, d’une part, l’auto-alignement canal-source, donc un contrôle précis de la longueur de canal, et, d’autre part, d’utiliser le substrat de départ pour la zone de drift. C’est le transistor DMOS, D pour double-diffusé, qui est aujourd’hui encore le composant MOS de puissance de base, que ce soit en configuration verticale (VDMOS) ou latérale (LDMOS) [Mor04]. L’objectif étant de réaliser des transistors de puissance intégrables en technologie VLSI, nous nous intéresserons ici aux transistors LDMOS.
Les facteurs de mérite des composants de puissance, par rapport aux composants faibles signaux, sont essentiellement de deux types :
– la tenue en tension,
– la résistance passante spécifique.

Transistor DMOS Latéral (LDMOS)

Comme son nom l’indique, la particularité du transistor LDMOS par rapport aux structures verticales, provient du chemin latéral qu’emprunte son courant. La géométrie se présente le plus souvent sous forme de bandes parallèles source-drain interdigitées. Sa résistance passante spécifique est alors inversement proportionnelle au nombre de bandes élémentaires.
Nous allons présenter ici la structure standard d’un transistor LDMOS à canal P utilisée sur la plupart des technologies MOS de puissance. Il s’agit d’une structure dont les électrodes sont coplanaires. La présence sur un même plan des trois électrodes constitue un des avantages majeurs du LDMOS car il est, de ce fait, technologiquement compatible avec les transistors de type CMOS et bipolaire. Ce dispositif est caractérisé par une zone N- située entre la fin du canal d’inversion et le drain N+, zone appelée « drift » ou « extension de drain » [Mor04].
Dans cette structure réalisée en technologie massive, une couche enterrée fortement dopée de type N (NBL) est réalisée pour limiter l’extension de la zone de charge d’espace dans la région N- et ainsi réduire les problèmes de perçage et le gain du bipolaire parasite vertical PNP. Il existe de nombreuses techniques d’isolation par jonction. Cependant elles ne modifient pas globalement la structure du transistor présenté ci-dessous (Figure I-20).

Fonctionnement à l’état passant

Le paramètre clé du régime de fonctionnement à l’état passant est la résistance totale du transistor. Il s’agit d’une des caractéristiques fondamentales des transistors DMOS car elle détermine leur puissance admissible.
Cette résistance peut être décomposée en trois contributions : la résistance de canal, la résistance d’accumulation et la résistance de l’extension.
Rch Ra Rd
• La résistance de canal Rch
La résistance de canal correspond à la résistance à l’état passant d’un transistor MOS N+PN+ qui possèderait la même géométrie et des conditions de dopage équivalents sans extension de drain. Elle est liée à la zone d’inversion qui se développe en surface de la couche P sous la grille ; elle dépend ainsi de la tension de grille appliquée.
• La résistance d’accès Ra
La zone d’accès correspond à la région N- sous la grille. Cette résistance, différente de la résistance de drift, traduit l’effet de conduction et de focalisation du courant de la couche d’accumulation, crée par une polarisation grille-drain positive.
Elle dépend des données géométriques, technologiques et de la polarisation de grille.
• La résistance de drift Rd
La zone de drift (ou extension de drain) correspond à la zone N- située entre la couche accumulée sous la grille et le drain N+. Cette zone sert principalement à assurer la tenue en tension du transistor. Ainsi, pour augmenter la tenue en tension, le dopage de cette zone doit être diminué et, par conséquent, la résistance Rd augmentée.
Cette résistance est celle qui a, en général, le plus de poids dans la résistance totale du dispositif. La résistance de canal peut également être importante suivant la tension de grille appliquée. Cependant pour des tenues en tension de l’ordre de 20V, les trois résistances peuvent être du même ordre. Les résistances Rch et Ra dépendent surtout de la tension de grille alors que la résistance de la zone de drift peut devenir linéairement dépendante de la tension de drain (à forte valeur).
• Les autres résistances
Les résistances de source et de drain sont très faibles et peuvent être considérées comme négligeables, du fait de leur très fort niveau de dopage (de l’ordre de 1020cm-3) et de la siliciuration. Les résistances liées aux métallisations peuvent être, elles aussi, considérées comme négligeables.
• La résistance passante spécifique Ron.S
Une diminution très importante de la résistance à l’état passant serait aisée à obtenir. Il suffirait d’augmenter le nombre de cellules MOS élémentaires mises en parallèle jusqu’à atteindre la résistance voulue. Cependant, le transistor ainsi conçu présenterait une surface trop importante. La seule résistance à l’état passant n’est donc pas le paramètre pertinent : le paramètre le plus pertinent est plutôt le produit de cette résistance par la surface active « Ron.S ». Ce produit est appelé « résistance passante spécifique » et il est utilisé comme facteur de qualité du transistor de puissance en conduction.

Transistor M.O.S. à tranchées (LUDMOS)

La zone la plus critique limitant la tenue en tension est située sous la grille, en surface du silicium [Moe07]. Ainsi, afin d’éliminer ces effets de champ en surface, une structure LDMOS à tranchées a été développée (Figure I-25, [Zit99]). Nous allons présenter cette structure ainsi que ses mécanismes permettant l’amélioration des performances aux états passant et bloqué.
Les tranchées d’oxyde utilisées sont du même type que celles utilisées dans les technologies CMOS pour l’isolation latérale. Le placement de cette tranchée sous une partie de la grille côté drain permet de limiter l’influence de la différence de potentiel drain-grille. En effet, pour un LDMOS conventionnel, la polarisation de grille, appliquée conjointement à une haute tension au niveau du drain, créée un point de compression des lignes de potentiel à la surface du silicium, sous l’extrémité de la grille. Une autre solution technologique aurait pu consister à réaliser un oxyde de champ, c’est-à-dire une deuxième épaisseur d’oxyde de grille, située en bord de grille, pour limiter le champ électrique. Cependant, cette option n’offre pas de solution satisfaisante à la miniaturisation des composants, la « marche » d’oxyde étant de plus en plus difficile à maîtriser au niveau de la fabrication. La structure LUDMOS permet de proposer une solution réalisable simplement en fabrication et n’entravant pas la miniaturisation.
La tranchée permet donc de protéger la grille et de réduire l’influence du pic de champ au bord de celle-ci, pour augmenter la tenue en tension. En plus des paramètres d’optimisation de LDMOS conventionnel, plusieurs leviers supplémentaires apparaissent :
– la largeur et la profondeur de la tranchée : pour des profondeurs importantes, la tranchée supporte la quasi-totalité de la tension appliquée. Au contraire, lorsque la tranchée est peu profonde, l’oxyde n’est pas capable de soutenir toute la tension et les lignes équipotentielles se déploient au-delà de la tranchée dans le silicium. Il existe donc un optimum où la tenue en tension est maximale et le trajet des porteurs à l’état passant réduit.
– L’emplacement de la tranchée est aussi un paramètre important. Une tranchée éloignée du canal n’a aucun effet sur la tenue en tension. En effet, le claquage se produirait, dans ce cas, soit au niveau de la jonction P-/N-, soit sur le flanc gauche de la tranchée. La tenue en tension est améliorée si la tranchée est proche du canal, ce qui permet une répartition plus homogène des lignes de potentiel entre la jonction et la tranchée.
Il est important de noter que la longueur de l’extension de drain n’est plus ici le paramètre principal agissant sur la tenue en tension. Dans ce type de structure, c’est la profondeur de tranchée qui devient le facteur prépondérant, permettant d’augmenter la tenue en tension tout en réduisant la surface du composant.

Table des matières

INTRODUCTION
CHAPITRE 1 : TECHNOLOGIES DE PUISSANCE
1. INTRODUCTION : CONTEXTE HISTORIQUE ET TECHNOLOGIQUE
2. TYPE D’UTILISATIONS DE DMOS
2.1. Gestion d’énergie
2.2. Applications Radiofréquences
3. QU’EST-CE QU’UN AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE ?
3.1. Définition d’un amplificateur de puissance
3.2. Figures de mérite
3.3. Classes de fonctionnement
4. ÉTAT DE L’ART DES COMPOSANTS DE PUISSANCE DE TYPE MOS
4.1. Transistor DMOS Latéral (LDMOS)
4.2. Transistor M.O.S. à tranchées (LUDMOS)
4.3. Transistor M.O.S. à îlots flottants (FLIMOS)
4.4. Transistor M.O.S. à SuperJonction (SJMOS)
5. PROBLEMATIQUE DE L’INTEGRATION D’UN CIRCUIT DE PUISSANCE
5.1. Isolation par jonction
5.2. Isolation par diélectrique
5.3. Conclusion
6. CONCLUSION
BIBLIOGRAPHIE
CHAPITRE 2 : TECHNOLOGIES S.O.I. ET PUISSANCE SUR S.O.I.
1. INTRODUCTION
2. LA TECHNOLOGIE S.O.I. : PRESENTATION
3. INTERET DE LA TECHNOLOGIE S.O.I. RF
3.1. Élimination des capacités de jonctions
3.2. Effet de substrat flottant et réduction de la consommation
3.3. Compatibilité avec des substrats Hautement Résistifs
4. INTEGRATION DE COMPOSANTS DE PUISSANCE SUR S.O.I.
4.1. Intérêt de la puissance sur S.O.I.
4.2. Impact du SOI sur les caractéristiques de puissance
4.3. Structure d’étude et procédé de fabrication retenus
5. CONCLUSION : LES DEFIS A RELEVER POUR LA REALISATION DE LDMOS SUR SOI
CHAPITRE 3 : OPTIMISATION ELECTRIQUE DU DISPOSITIF
1. INTRODUCTION
2. FONCTIONNEMENT ET OPTIMISATION STATIQUE DU DISPOSITIF
2.1. Caractéristiques statiques générales
2.2. Influence de paramètres géométriques sur les performances à l’état passant
2.3. Caractéristiques statiques générales
2.4. Compromis SRon/BV et étude de comportement de claquage
2.5. Comportement de claquage
2.6. Conclusion et applications de gestion d’énergie
3. CONTROLE DES EFFETS FLOTTANTS
3.1. Technologie 130nm
3.2. Technologie 65nm
3.3. Bruit basse fréquence
4. CARACTERISATION EN HAUTE FREQUENCE
4.1. Étude de l’impact de la largeur W (à Wtotal constant)
4.2. Réduction de la longueur de l’extension Lext
4.3. Réduction du recouvrement oxyde de protection/grille (Ov)
4.4. Etude des transistors LDMOS flottant
4.5. Réduction du recouvrement grille/extension (avec Ov nul)
4.6. Conclusion
5. CONCLUSION
BIBLIOGRAPHIE
CHAPITRE 4 : ETUDE DES PHENOMENES THERMIQUES ET ENERGETIQUES
1. INTRODUCTION
2. ÉTUDE DE L’AUTOECHAUFFEMENT
2.1. Introduction : présentation du problème
2.2. Description des procédures de mesures et de simulation
2.3. Résultats et discussion
2.4. Conclusion
3. COMPORTEMENT ENERGETIQUE DU DISPOSITIF
3.1. Principe de la mesure pulsée à ligne de transmission (TLP)
3.2. Caractérisation TLP du composant incriminé
4. ÉTUDE DE FIABILITE DU DISPOSITIF
4.1. Problématique : dérive rencontrée avec une intégration différente
4.2. Dérive en mode « porteurs chauds » (1er ordre)
4.3. Conclusion
5. CONCLUSION
BIBLIOGRAPHIE
CONCLUSION

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