Développement d’un banc de stress thermique à haute fréquence

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Vieillissement accéléré sous polarisation inverse à haute température (HTRB)

Le composant est polarisé avec une tension de drain-source VDS très élevée et une tension de grille-source VGS inférieure à la tension de pincement VP du transistor, Figure I. 3. Dans une telle condition, aucun courant ne circule dans le gaz d’électrons bidimensionnel (2DEG : Two-Dimensional Electron Gas). Ce mode est plus couramment appelé « état OFF ». Ce type de test est utilisé pour évaluer la stabilité du contact Schottky sous fort champ électrique [2], [3], [4]. Pour réaliser ce test, la tension de polarisation drain-source VDS est en général 1,5 à 2 fois celle du point de repos nominal VD0 [2]. La température de jonction est imposée par une température ambiante ou par la face arrière du composant (température de plateau). Concernant la qualification des équipements spatiaux, cette température est imposée à + 125°C.
La température de jonction Tj (K) [5] peut être extraite des conditions de contrainte comme suit : = + ( ℎ− . ) (eq. 1. 2).
avec Ta (K) la température ambiante, Rth-tot (K.W-1) la résistance thermique totale de la jonction à la température ambiante et Pdiss (W/mm) la puissance dissipée suivant l’équation : =.+.≈0 (eq. 1. 3) où IGS (A/mm) est le courant de fuite de grille et IDS (A/mm) est le courant de drain-source.

Vieillissement sous courant de drain de repos (IDQ) ou à fort courant de drain (IDSS)

Contrainte IDQ : le composant est polarisé sous forte tension VDS, la polarisation VGS est ajustée et gardée constante afin d’obtenir un courant IDS de faible valeur [7], [9], Figure I. 5. Ce mode de fonctionnement est couramment dénommé « état OFF » comme pour le vieillissement HTRB. Ce stress est fait à température ambiante définie aux alentours de + 25°C. La température de jonction est alors imposée par le point de repos du composant. Cette technique permet d’observer les dégradations du courant de drain et du courant de grille au cours du temps.
Contrainte IDSS : le composant est polarisé sous une faible tension VDS, avec une polarisation VGS variable pour garder un niveau constant du courant IDS de forte valeur tout au long du test [7], Figure I. 5. Ce mode de fonctionnement est couramment appelé « état ON » comme pour le vieillissement HTOL. Ce stress est fait à température ambiante définie aux alentours de + 25°C. Ce test permet d’observer de la dérive de la tension VGS au cours du temps.

Vieillissement sous signal à haute fréquence

Pour ce type de stress, le dispositif est polarisé dans une configuration IDQ et il est soumis à un signal à haute fréquence et à forte puissance, Figure I. 6. Le point de polarisation du composant dépend de la classe de fonctionnement. Le choix du point de repos est fixé par l’utilisateur en fonction des performances en gain petit signal et rendement de drain des différentes classes. La fréquence du signal dépend de la bande de fréquence dans laquelle le composant sera utilisé selon le(s) domaine(s) d’application visé(s).
La puissance du signal injectée est choisie pour que la puissance de sortie du dispositif soit dans la zone de saturation. Ainsi la puissance d’entrée est sélectionnée de manière à atteindre le point de compression compris entre 1dB et 5dB (voire 6-7dB dans certain cas pour des composants matures). Ce critère permet de faire vieillir plus rapidement les composants grâce à une excitation plus sévère des mécanismes de dégradation dans la zone non-linéaire. Mais quel est le point de compression maximal envisageable pour le stress HF? Le choix du point de compression vient essentiellement du retour d’expérience sur la technologie utilisée.

Stabilité des contacts et interfaces métal/semi-conducteur

La fabrication des contacts ohmiques nécessite des températures de recuit de l’ordre de + 800°C à + 900°C [10]. La réalisation de ces contacts requière diverses étapes d’optimisation avant l’étape de recuit afin de minimiser la résistance de contact spécifique ρc (Ω.cm²). De nombreuses études à ce sujet ont fait l’objet d’une synthèse de revue par Greco et al. [10]. En termes de fiabilité, la température de recuit doit être diminuée pour éviter toute détérioration du réseau cristallin et ainsi améliorer la durée de vie des composants, tout en conservant une faible résistance ohmique. Récemment, Graff et al. [11] ont réduit significativement la température de recuit (+ 750°C) avec l’utilisation d’un traitement SiCl4 à la surface du semi-conducteur avant dépôt de l’empilement métallique (Ti/Al/Ni/Au), tout en améliorant la résistance de contact. Les publications qui vont suivre vont se focaliser sur la fiabilité des contacts.
Sozza et al. [12]–[14] ont montré la stabilité des contacts ohmiques (Ti/Al/Ni/Au avec un temps de recuit de 30s à + 900°C) et Schottky (Mo/Au) durant un test de stockage thermique de 2000h sous azote à + 340°C. La résistivité du contact durant le test montre clairement une bonne stabilité des contacts ohmiques avec une variation du courant IDS inférieure à 2%. La valeur de la résistance de grille reste stable tout au long du vieillissement, avec une variation inférieure à 2%, et qui a été observée pour tous les motifs de l’échantillon. Cette stabilité indique une absence d’interaction entre les couches de métal formant la structure de grille. La Figure I. 7 donne l’analyse chimique par spectroscopie des électrons d’Auger (AES : Auger Electron Spectroscopy) du contact Schottky. Le résultat ne montre aucune diffusion visible de l’interface Mo/Au ainsi que de l’interface semi-conducteur/Mo, et valide ainsi la stabilité de la structure de grille. Pour un même empilement métallique des contacts ohmiques et avec une condition de recuit identique, Soltani et al. [15] ont réalisé un stockage de 2000h à + 500°C sous azote. La résistance de contact spécifique ne varie que de 0,3.10-7Ω.cm-2, démontrant bien l’excellente stabilité de cet empilement. Toutefois pour le même type d’empilement, avec une condition de recuit et à durée de stockage identiques, Piazza et al [16] ont observé une dégradation des contacts ohmiques pour trois températures de stockage différentes. Pour les températures de + 240°C et + 290°C, la valeur des résistances de contact fluctue d’environ 15% et pour une température de + 340°C, la résistance de contact augmente approximativement de 55%. Cette augmentation est due à une élévation de la résistivité du métal ohmique. Deux mécanismes sont identifiés comme causes premières de dégradation, à partir des analyses AES et par spectroscopie à dispersion d’énergie des rayons X (EDX : Energy-Dispersive X-ray spectroscopy) : la première est attribuée à l’inter-diffusion d’Au dans l’empilement métallique et la seconde est causée par la diffusion des atomes de Ga du semi-conducteur vers le métal ohmique.

Effet de l’auto-échauffement

La gestion des effets thermiques joue un rôle important dans les performances des dispositifs. Si celle-ci n’est pas bien maîtrisée, par la dissipation de la quantité d’énergie thermique générée, les performances et la fiabilité des dispositifs en seront impactées [53]. Chaque étape de fabrication des méthodes d’épitaxie des semi-conducteurs, en passant par le choix du substrat, par la conception des transistors, par les choix topologiques des circuits, techniques de report et d’assemblages, d’encapsulation jusqu’au système, doit faire l’objet d’études spécifiques pour optimiser les transferts thermiques du nœud énergétique du transistor vers le système.
Les HEMTs AlGaN/GaN montrent un fort potentiel pour des applications à forte puissance et à haute fréquence jusqu’à 6,7W/mm à 94GHz [54]. Les transistors à base de composé III-N peuvent supporter des tensions de polarisation plus élevées que les technologies GaAs ou Si(Ge) grâce à leur large bande interdite, à la vitesse de dérive des électrons élevée et au champ électrique de claquage élevé. Cependant, l’utilisation de ces dispositifs avec un fort potentiel d’alimentation, ce qui conduit à une augmentation du champ électrique sous le contact de grille, provoque une élévation de la génération de chaleur. Par conséquence, un auto-échauffement se produit à l’intérieur de la structure épitaxiale, induisant une augmentation considérable la température de maille et affecte ainsi les propriétés de transport des porteurs dans le canal 2DEG. Plusieurs équipes ont utilisé la simulation de type Monte Carlo pour quantifier la vitesse de dérive des électrons en fonction de la température et du dopage dans le GaN [55]–[57]. La décroissance de la vitesse de dérive lorsque la température de maille augmente a un effet néfaste sur la mobilité des porteurs dans le matériau.
Afin d’étendre les performances de la technologie GaN vers leur limite théorique, une meilleure compréhension des phénomènes thermiques intervenant au sein des structures actives GaN est indispensable. L’un des points clé provient de la quantification de la température de jonction pour, d’une part estimer la MTTF du dispositif, et d’autre part localiser le(s) point(s) chaud(s) afin d’aider à l’amélioration des procédés technologiques. Lors de tests de durée de vie accélérée thermiquement, une erreur de température sur l’estimation de la température de jonction affecte l’énergie d’activation de la loi d’Arrhenius et change significativement l’extrapolation de la durée de vie d’un facteur deux [58]. Il est nécessaire de mentionner que les extrapolations d’Arrhenius, basées sur trois températures de jonction ou plus, prédisent souvent des durées de vie relativement longues qui sont peu (ou pas), représentatifs d’une utilisation pratique dans le cas des composants à base de GaN. Cela est dû aux conditions d’utilisation des dispositifs (DC et DC/HF) selon lesquelles plusieurs mécanismes de défaillance deviennent actifs et viennent a priori se coupler avec la thermique [59]. De ce fait, ces mécanismes ne sont pas pris en compte dans le calcul de la MTTF [60].
Plusieurs techniques expérimentales (optiques et électriques) telles que l’imagerie thermique par thermoréflectance (TTI : Thermoreflectance Thermal Imaging) [61], [62], la microscopie thermique infrarouge (IR : InfraRed Thermography) [61]–[63], la spectroscopie Micro-Raman [62] et des mesures électriques [64], [65] ont été utilisées pour quantifier la température du canal. Sodan et al. [66] ont investigué cinq méthodes différentes (une technique optique et quatre méthodes électriques) pour caractériser la température du canal. Les résultats d’expérimentation mettent en évidence la sous-estimation du pic de température de certaines techniques de mesures électrique par rapport à la technique de spectroscopie Micro-Raman et au détecteur de température à résistance de grille, Figure I. 19. Celles-ci donnent une même estimation du pic de température cohérente à 95% avec la simulation servant de référence (simulation TCAD couplée avec la modélisation par éléments finis).

Stress dynamique – contexte composant/circuit

La nécessité de développer une méthodologie de vieillissement des dispositifs HEMTs GaN à haute fréquence est au cœur de la recherche actuelle. De nombreux laboratoires des secteurs académique et industriel, tels que l’Institut de Technologie du Massachusetts (MIT), l’Institut Fraunhofer pour la physique appliquée à l’état solide (IAF), l’Institut de Micro-Electronique et Composants (IMEC), United Monolithic Semiconductors (UMS), Boeing, les Université de Padova, Bristol, Toulouse, Rouen ou Bordeaux …, proposent des méthodologies d’investigation de robustesse des filières HEMT GaN. A l’heure actuelle, l’existence d’un guide de fiabilité universel pour cette technologie, tel que pour les tests de fiabilité normalisés par le conseil d’ingénierie de dispositif électronique commun (JEDEC : Joint Electron Device Engineering Council) pour les technologies à base d’arséniure de gallium, n’est pas encore développé.
Dans les parties précédentes, différentes techniques de vieillissement sous stress DC, accélérées ou non par la température, sont utilisées et apparaissent être très utiles pour étudier individuellement les mécanismes de dégradation électro-thermo-mécanique inhérent aux dispositifs HEMTs GaN. Les outils de mise en œuvre pour réaliser les vieillissements requièrent seulement des alimentations DC et des plateaux chauffants pour les tests en température. Lors de l’étude des composants sous des conditions à haute fréquence (HF), l’interprétation et la relation de causalité sur la baisse des performances, entre un phénomène de détérioration et le signal micro-onde appliqué, sont relativement difficiles à réaliser. En effet, l’amplitude du signal micro-onde impose une variation très rapide des tensions de grille et de drain de part et d’autre du point de repos statique sur la droite de charge dynamique. De ce fait, l’excursion du signal HF vient exciter, durant un laps de temps très court, plusieurs zones de dégradation individuelles identifiées à partir des stress DC. De plus, l’excursion du signal HF, et donc des zones d’excitations des mécanismes de défaillance, dépend de la classe de fonctionnement du composant et du niveau de puissance du signal HF d’entrée. Le changement au niveau des performances hyperfréquences (c.-à-d. puissance de sortie, gain petit/fort signal, paramètres [S], voire encore facteur de bruit ou bruit de phase) peut alors provenir de plusieurs raisons, et l’origine de la signature de détérioration micro-onde seule est alors difficile à déterminer avec précision. L’objectif pour les chercheurs est de trouver le(s) lien(s) de dégradation(s) intervenant dans les tests de fiabilité à haute fréquence, en comparant la signature de détérioration HF avec les signatures extraites des stress DC réalisés au préalable, afin de prédire le(s) mécanisme(s) intervenant dans les pertes de performance du dispositif. Pour cela, l’acquisition simultanée des paramètres DC (IDS, IGS, VDS, VGS, VTH, Gm), des paramètres HF (puissance d’entrée/sortie, gain, paramètres [S], facteur de bruit, bruit de phase) et de la température représente un avantage du point de vue de l’élargissement des jeux de données disponibles.

Développement d’un banc de stress thermique à haute fréquence

Introduction

Ce chapitre est consacré à l’étude de la fiabilité des composants hyperfréquences de puissance de la filière AlGaN/GaN. Dans cette optique, un banc de stress a été conçu au LAAS afin de répondre aux besoins des conditions de stress à haute fréquence (HF) et thermique. Ce banc est piloté par un logiciel, développé spécifiquement pour le banc, et permettant un contrôle personnalisé et évolutif des différents matériels et une automatisation de l’acquisition des mesures des paramètres statiques (DC) et HF. La principale amélioration du montage expérimental, comparativement aux bancs de stress HF conventionnels [1]–[5], est l’ajout de commutateurs micro-ondes pour commuter de la chaine de stress à haute fréquence vers une configuration paramètre [S] afin d’effectuer des mesures petit signaux à différentes périodes durant le stress HF.
Ce banc de stress a été financé majoritairement par le contrat d’investissement n°4.51 de l’axe 4 du Labex GaNeX (ANR-11-LABX-0014).
Ce chapitre se divise en deux grandes parties. La première propose une description de l’ensemble du montage expérimental et de l’interface Homme/Machine. Une phase de calibrage a été réalisée pour quantifier la dérive des marqueurs DC et HF au cours du temps, et en fonction des conditions de température. La dernière section présente la procédure de stress HF et thermique appliquée à l’étude du comportement des dispositifs sous test (DUTs), sous différentes conditions de point de compression de la puissance de sortie HF.
La seconde partie porte sur l’analyse de l’évolution des paramètres DC et HF (fort signal et petit signal) obtenus lors du stress. Une méthode d’analyse avancée est proposée selon la corrélation conventionnelle de dégradation liant la puissance de sortie (POUT) et le courant de drain-source (IDS). Le croisement des résultats non-linéaires avec les données des paramètres
[S] bas-niveau permet de confirmer ou d’infirmer un certain nombre d’hypothèses émises, par le suivi des paramètres électriques du modèle électrique linéaire en fonction du temps de stress.

Description générale du banc de stress

Montage expérimental

Le banc de stress à haute fréquence et thermique développé au LAAS est actuellement conçu pour réaliser des vieillissements de composants/circuits de la bande S (1GHz – 4GHz) jusqu’en bande Ka (26,5GHz – 40GHz). Le schéma de principe du banc de stress est donné en Figure II. 1. Ce montage peut faire vieillir jusqu’à trois dispositifs simultanément, en conservant une voie test (donc 4 voies au total).

Calibrage du mode « stress » et du mode « petit-signal »

Cette étude est réalisée pour quantifier la dérive temporelle liée aux équipements, à savoir celles du synthétiseur de fréquence, de la sonde de puissance associée au wattmètre, de l’amplificateur « driver » de puissance éventuel, et de l’analyseur de réseau vectoriel. Cette donnée est nécessaire afin de pouvoir dissocier les effets des fluctuations induites par les équipements, de ceux liés à la dégradation propre des DUTs. L’extraction des résultats de dérive permet de définir une fenêtre d’interprétation des résultats de stress à haute fréquence lors de l’étude de vieillissement de composants HEMTs GaN de la partie II.3. Pour faire ce calibrage, les câbles micro-ondes semi-rigides situés aux niveaux des accès des DUTs en entrée-sortie sont connectés entre eux.
Le mode « stress » désigne la période durant laquelle la sortie du synthétiseur de fréquence est allumée et que les mesures au wattmètre sont effectuées. Le mode « petit-signal » désigne la période durant laquelle la sortie du synthétiseur de fréquence est éteinte et que les mesures à l’ARV sont réalisées. Dans un premier temps, le calibrage du mode « stress » et du mode « petit-signal » est effectué à une température d’étuve de + 25°C (définie comme la température ambiante). La stabilité de la calibration a été évaluée pendant 500h (21 jours). La fréquence du synthétiseur est fixée à 4,2GHz. Les acquisitions de la puissance et des paramètres
[S] sont effectuées toutes les 15min et 24h respectivement. La variation de température à l’intérieur de l’étuve est de ± 0,1°C durant le test. De plus, la salle expérimentale, où est situé le banc de stress, possède un réseau de capteur thermique permettant le relevé de la température. Cette donnée est sauvegardée sur serveur afin de vérifier a posteriori si d’éventuelles fluctuations de température ont eu une influence sur les données mesurées. La Figure II. 10 montre la fluctuation de la puissance de la voie 3 durant les 21 jours de test. Celle-ci fluctue autour d’une valeur de + 0,02dB ± 0,01dB. Ce relevé montre une bonne stabilité du signal de sortie du synthétiseur de fréquence et du système de mesure (c.-à-d. sonde de puissance associée au wattmètre). La fluctuation de puissance des autres voies est du même ordre de grandeur.

Description générale du banc de stress

Différents éléments peuvent intervenir dans la fluctuation de la puissance, dont les possibles  origines sont citées ci-après. Le paramètre de désadaptation n’est pas pris en compte car celui-ci intervient seulement lors de la connexion des différents éléments du montage, et n’évolue pas dans le temps. L’évolution de la puissance provient de trois principales sources : des incertitudes associées à la répétabilité des pertes d’insertion lors de la commutation des commutateurs SPDTs et SP4Ts. Elles sont fournies par les constructeurs pour être inférieures à 0,03dB pour les SP4Ts de Keysight (valeurs non communiquées pour les SPDTs de Dow-Key), de l’incertitude liée au synthétiseur HF, des incertitudes provenant du système de mesure de la puissance.
L’incertitude associée au synthétiseur de fréquence provient de la stabilité en température de la source HF. Elle est certifiée pour évoluer à 0,01dB/°C. Quant aux incertitudes de mesure liées à la sonde de puissance et au wattmètre, plusieurs sources d’erreurs sont identifiées et détaillées dans [6].
Pour la sonde de puissance, la puissance absorbée ( ) par le capteur suit la relation : = − (eq. 2. 1) où représente la puissance incidente et la puissance réfléchie. La puissance mesurée indique la puissance qui est dissipée dans l’élément de détection de puissance lui-même. La sonde utilisée lors de la mesure étant de type thermocouple, la puissance absorbée à haute fréquence est ramenée à un niveau DC par un processus de conversion. Cette puissance équivalente est appelée puissance substituée ( ). Des erreurs interviennent lors du processus de conversion ; afin de les prendre en compte, le terme de rendement effectif est adopté pour les sondes de puissance : = (eq. 2. 2) où est la puissance absorbée par la sonde durant la mesure. Le rendement effectif change avec la fréquence, mais les changements qui sont causés par le niveau dynamique de puissance sont généralement négligeables. De plus, un facteur d’étalonnage ( ) permet de combiner à la fois le rendement effectif et les pertes induites par la désadaptation. est défini par : = (eq. 2. 3) avec la puissance incidente vers la sonde (contient le terme des pertes par désadaptation). Ainsi en utilisant la valeur de en fonction de la fréquence (tableau fournit par le fabricant), on s’affranchit de ces termes lors du calibrage. En revanche, une incertitude inévitable est associée au facteur d’étalonnage et concerne l’imprécision de la valeur obtenue lors de la mesure selon les différents standards d’étalonnage définis par les normes internationales. Le facteur d’étalonnage du wattmètre est donné à 98,8% à une fréquence de 4,2GHz et l’incertitude du facteur d’étalonnage est donnée à 1,41 points sur une plage de fréquence comprise entre 1,2GHz et 6GHz et à une température de + 25°C ± 3°C.
Concernant les incertitudes liées au wattmètre, elles proviennent de plusieurs sources : l’oscillateur de référence (50MHz), réglage et dérive du zéro, le bruit et la linéarité de puissance. Les mesures en boucle-ouverte, telles que celles utilisées dans les sondes à thermocouple, requièrent une source de puissance connue pour vérifier et ajuster la sensibilité de la sonde. La majorité des wattmètres en sont équipés ; et qu’importe la puissance de référence utilisée, si celle-ci dévie de sa valeur de départ, le calibrage lui associe une erreur. Cette incertitude de la puissance de sortie de l’oscillateur de référence (1mW) est spécifiée par le fabricant pour avoir une précision de ± 0,6% (+ 25°C ± 10°C) valide pendant 2 ans après calibrage de celle-ci en laboratoire.
Dans toute mesure de puissance, le dispositif doit être initialisé à zéro sans aucune puissance à haute fréquence appliquée à la sonde. Le réglage du zéro est habituellement accompli à l’intérieur du wattmètre par compensation numérique des décalages résiduels en forçant l’introduction d’un décalage de tension qui oblige le wattmètre à lire zéro. Ce décalage de tension est contaminé par une multitude de sources incluant la sonde et le bruit des circuits internes au wattmètre. L’erreur de réglage du zéro est spécifiée à ± 50nW pour la sonde 8487A. Pour des plages de puissance élevées, l’erreur de réglage du zéro est petite en comparaison du signal qui va être mesuré. La dérive du zéro, aussi appelée stabilité à long terme (variance), correspond à la variation d’indication de puissance mesurée sur une période assez longue (généralement 1h) alors qu’un signal de niveau de puissance constant est appliqué en entrée, à température constante et après un intervalle de préchauffage défini. La dérive du zéro est donnée inférieure à ± 10nW dans l’heure qui suit le réglage du zéro, après 24h de préchauffage du wattmètre, pour la sonde 8487A.
Le bruit de mesure est aussi connu comme un facteur de stabilité à court terme, et celui-ci provient plus spécifiquement des sources présentes à l’intérieur de la sonde et des circuits à l’intérieur du wattmètre. La cause de bruit provient des mouvements aléatoires des électrons libres causés par la température des composants. L’acquisition de la puissance peut être faite à un moment où cette fluctuation aléatoire produit une indication maximale, ou peut-être à un minimum. Le bruit est spécifié comme le changement d’indication dans le wattmètre sur un court intervalle de temps (généralement 1min) pour une puissance constante et à température constante. Le bruit de mesure est spécifié inférieur à 110nW à 50MHz pour la sonde 8487A.

Table des matières

Chapitre I. Fiabilité des dispositifs à base de GaN
I.1. Introduction
I.2. Technique de vieillissement conventionnelles
I.2.1. Vieillissement accéléré sous stockage thermique
I.2.2. Vieillissement accéléré sous polarisation inverse à haute température (HTRB)
I.2.3. Test de durée de vie à haute température (HTOL)
I.2.4. Vieillissement sous courant de drain de repos (IDQ) ou à fort courant de drain (IDSS)
I.2.5. Vieillissement sous signal à haute fréquence
I.3. Application des techniques de stress
I.3.1. Stress statique – contexte composant
I.3.1.a. Stabilité des contacts et interfaces métal/semi-conducteur
I.3.1.b. Stabilité du contact Schottky
I.3.1.c. Effet piézoélectrique inverse
I.3.1.d. Effet des électrons chauds
I.3.1.e. Effet de l’auto-échauffement
I.3.2. Stress dynamique – contexte composant/circuit
I.3.2.a. Contexte composant
I.3.2.b. Contexte circuit
I.4. Conclusion
Bibliographie
Chapitre II. Développement d’un banc de stress thermique à haute fréquence
II.1. Introduction
II.2. Description générale du banc de stress
II.2.1. Montage expérimental
II.2.2. Interface Homme/Machine
II.2.3. Calibrage du mode « stress » et du mode « petit-signal »
II.2.4. Discussion
II.2.5. Procédure de stress
II.3. Résultats de vieillissement de composants HEMTs GaN
II.3.1. Description de la technologie des dispositifs sous test
II.3.2. Dérive de la puissance de sortie du « driver »
II.3.3. Résultats de stress HF en bande C
II.3.4. Effet induit par l’acquisition des paramètres [S] durant le stress HF
II.3.5. Discussion sur l’évolution des paramètres DC et HF
II.3.6. Evolution des paramètres [S] durant les stress HF
II.4. Conclusion et perspectives d’amélioration
Bibliographie
Chapitre III. Simulation physiques TCAD de dispositifs HEMTs GaN
III.1. Introduction
III.2. Description partielle de la structure étudiée
III.3. Modèles et paramètres utilisés dans la simulation
III.3.1. Le transport des porteurs
III.3.2. Le modèle de transport
III.3.3. Le modèle de mobilité des porteurs
III.3.4. Le modèle de polarisation
III.3.5. Le modèle de génération-recombinaison des porteurs dans le volume
III.3.6. Le modèle d’émission thermoïonique
III.3.7. Le modèle de fuite par effet tunnel des porteurs
III.4. Modélisation du gaz d’électrons bidimensionnel
III.5. Arbre de modélisation analytique des marqueurs statiques des transistors HEMTs GaN possiblement évolutifs durant un stress
III.5.1. Equations analytiques
III.5.2. Arbre de modélisation
III.6. Etude TCAD des dégradations observées suite à un stress HTOL : modélisation du ΔVTH, ΔIDS et ΔRON par des charges fixes FC dans la structure
III.6.1. FC sous la grille : interface métal/GaNcap, GaNcap/AlGaN et AlGaN/GaN
III.6.2. FC dans les zones hors grille : interface AlGaN/GaN entre sourcegrille et grille-drain
III.6.3. FC dans les zones source-grille, grille, et grille-drain : interface AlGaN/GaN
III.6.4. FC sur les bordures du contact de grille
III.7. Conclusion et perspectives
Bibliographie
Chapitre IV. Conception d’amplificateurs micro-ondes mono-étage classe A en bande C
IV.1. Introduction
IV.2. Circuit hybride
IV.2.1. Caractérisation des transistors MOS-HEMT GaN
IV.2.2. Méthodologie de conception
IV.2.2.a. Réseau de polarisation et découplage
IV.2.2.b. Microcâblage par fil (wire bonding)
IV.2.2.c. Stabilité petit-signal
IV.2.2.d. Réseaux d’adaptation
IV.2.2.e. Performances simulées du circuit en fonction des transistors
IV.2.3. Réalisation du prototype
IV.3. Circuit MMIC
IV.3.1. Configuration du simulateur électromagnétique Momentum
IV.3.2. Etude fréquentielle du modèle d’inductance
IV.3.2.a. Valeur de l’inductance du modèle
IV.3.2.b. Effet de la largeur de la spire du modèle
IV.3.2.c. Effet de l’espacement inter-spire du modèle
IV.3.2.d. Effet de l’espacement spire-masse du modèle
IV.3.2.e. Conclusion
IV.3.3. Performances du transistor MOS-HEMT GaN
IV.3.3.a. Caractéristiques statiques
IV.3.3.b. Caractéristiques dynamiques
IV.3.4. Méthodologie de conception
IV.3.4.a. Performances par éléments localisés idéaux
IV.3.4.b. Performances par éléments localisés réels et lignes CPW
IV.4. Conclusion
Bibliographie

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