Contribution à l’amélioration des performances dynamiques : Architecture faible pertes, BiIGBT

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Intégration hybride

Modules de puissance standards

Les modules standards sont réalisés grâce à l’association en par-allèle de plusieurs puces IGBT et diodes de roue libre. Cette association vise à obtenir des gammes de courant de grande valeur (jusqu’à 2000A). La figure 1 montre les deux types de boîtiers que l’on rencontre le plus fré-quemment. La figure 1.a présente une image d’un boîtier isolé ainsi qu’une vue intérieure de ce type de boîtier. L’isolation obtenue atteint les 9,5kV. Son principal inconvénient provient de la présence de nombreuses soudures qui les rendent sensibles aux contraintes thermiques auxquelles ils sont soumis [1]. Un boîtier de type « Press-pack » et sa vue en éclaté sont présentés figure 1.b. Le principal avantage de ce type de boîtier est de pou-voir être refroidi par les deux faces. De plus, en utilisant la technologie d’eau desionisée, un refroidissement direct sans l’ajout d’aucune résistance thermique est rendu possible. Ce type de boîtier n’utilise pas de soudure, sa fiabilité s’en trouve donc grandement améliorée. On rencontre usuellement ces deux types de conditionnement dans les applications haute puissance telle que la traction ferroviaire [2]. Cependant, même si la solution Press-pack est bien éprouvée pour les composants discrets fort courant et donc de surface importante (de type GTO), elle a eu du mal à s’imposer pour des modules IGBT multi-puces du fait de son coût plus élevé et de sa com-plexité de mise en oeuvre.

Modules de puissance intelligents (IPM)

Les modules de puissance dits « intelligents » sont rencontrés de plus en plus fréquemment. Ils sont l’aboutissement de l’intégration dans un même boîtier de plusieurs fonctions autour de la fonction principale de commutation. La figure 2 présente un exemple de module intelligent. Il est utilisé au sein d’un stator de machine à induction dans une automobile à motorisation hybride [3]. Il intègre en son sein un capteur de courant ainsi qu’un système de refroidissement. Ces éléments de contrôle et de protec-tion lui confère le caractère de module intelligent.
Les activités de recherche les plus récentes en matière d’intégration en électronique de puissance visent à l’élaboration de Mod-ules d’Electronique de Puissance intégrés avec une haute densité d’intégration [4]. La particularité de ces modules dits HDI (Hight Density Integration) est d’associer au sein d’un même module des composants dédiés à la commutation, des composants spécifiques visant à réduire l’émission d’ondes électromagnétiques ainsi que des capteurs de courant et de température et leur logique associée. De plus, en préférant la technique de « bump » à celle plus classique de soudure, la fiabilité du système sera grandement améliorée. Le refroidissement de ces modules sera assuré par les deux faces. La figure 3 représente la vue en coupe générique de ce que peuvent être les modules à haute densité d’intégration. Le développement de ces modules constitue un axe de recherche fort du Department of Elec-trical Engineering Institute Polytechnic de Virginie aux Etats Unis.

Intégration monolithique

Les circuits de contrôle et de commande des composants de puis-sance modernes sont de plus en plus complexes. Ils associent en plus de la fonction de commande principale de nombreuses fonctions complémen-taires visant à améliorer la fonctionnalité et/ou la fiabilité des composants de puissance. L’intégration dans le même volume de silicium de ces fonc-tions simplifie grandement la conception des circuits de puissance et aug-mente considérablement la gamme des applications potentielles. Nous distinguerons deux approches qui se différencient par stratégie d’intégration et par leur technologie de réalisation : la technique « Smart Power » et H.V.I.C d’une part et l’Intégration Fonctionnelle d’autre part. Dans ce paragraphe, nous allons présenter succinctement ces deux ap-proches.

Intégration de type « Smart Power » et H.V.I.C

L’intégration « Smart Power » consiste à réaliser dans le même cristal des composants de puissance (haute tension) et des composants de commande de type circuit intégré (basse tension). Ces composants étant de gamme de tension différentes, ils sont isolés soit par jonction, soit par dié-lectrique. Une autre appellation d’intégration utilise le même principe, il s’agit des H.V.I.C. (High Voltage Integrated Circuits). Rappelons qu’a l’origine, le nom de « Smart Power » était l’appellation commerciale don-née par Motorola©. Par la suite, elle désigne l’intégration réalisée autour de d’interrupteurs verticaux. En revanche, l’appellation H.V.I.C se distingue par le fait qu’elle est utilisée dans la mise en parallèle d’interrupteur latéraux. La figures 4 présente une vue de dessus d’un driver HVIC mod-erne d’un système de conversion de puissance triphasé [5].

Intégration fonctionnelle

L’intégration fonctionnelle, quand à elle, est basée sur l’agencement judicieux de différentes couches de matériaux semi-conducteurs qui permet la réalisation de nouveaux composants et/ou de nouvelles fonctions. C’est l’exploitation du process technologique du com-posant de puissance (en ajoutant éventuellement quelques étapes spéci-fiques) qui permet d’obtenir des fonctionnalités supplémentaires pour gé-nérer des architectures semi-conductrices novatrices permettant d’utiliser ou d’exacerber des interactions électriques au sein même du cristal semi-conducteur. Citons l’exemple bien connu du thyristor qui est réalisé à partir de la mise en commun de la région de base de deux transistors bipolaires complémentaires et non de l’association discrète de ces deux mêmes tran-sistors. Des exemples marquants d’applications du mode d’intégration fonctionnelle ont permis la réalisation pour la première fois de manière monolithique de la fonction « thyristor dual ». Cette fonction n’était jusque là réalisée que par l’association hybride de composants de puissance [6]. La figure 5 présente une vue en coupe schématique de l’intégration monolithi-que de la fonction thyristor dual. Par la suite, l’intégration monolithique d’une fonction microdisjoncteur a été proposée en complément de la fonc-tion thyristor dual dans le but de réaliser un auto-amorçage sans fuite [7]. Cette structure est basée sur l’association au sein du même substrat de deux IGBT à canaux préformés ainsi que d’un transistor PMOS à canal préformé. La figure 6 présente la réalisation technologique et les caractéristiques électriques d’une fonction auto-amorçable et auto-blocables : le microdis-joncteur, réalisée au LAAS/CNRS. Notons que ces réalisations sont rendues.

Le second claquage électrique 

Le second claquage électrique entre en ligne de compte lorsque la structure semi-conductrice est traversée par de forts courants de porteurs sous une tension de valeur importante. C’est le cas lors de transitoires de commutation et dans les cas extrêmes de fonctionnement comme le courtcircuit. Dans ces conditions, la charge des porteurs en transit modifie la Z.C.E créée par les charges fixes dopantes. Le profil du champ électrique à la jonction bloquante est ainsi modifié favorisant, selon le cas, le perçage ou le claquage par avalanche prématuré (figure 21). Ces conditions de fonctionnement peuvent s’accompagner, en fonction du mode de commande du dispositif, d’effets de résistance dynamique négative, de focalisation de lignes de courant menant à la destruction du composant par fusion localisée du cristal.
Dans les IGBT, le second claquage électrique peut intervenir dans différents cas. Les plus fréquents sont les suivants :
• À l’ouverture sur charge inductive. Dans ce cas, la tension anode-cathode et le courant d’anode sont élevés alors même que le courant d’électrons dans le canal est annulé par la commande de grille. Seuls les trous traversent la ZCE et contribuent à la modification de la charge d’espace et donc du profil du champ électrique. Le champ maximum à la jonction P+/N est alors augmenté et la tension de claquage par avalanche est abaissée.
• À la fermeture sur charge inductive. Les conditions de polarisation sont identiques à celles de l’ouverture, mais cette fois-ci, les deux types de porteurs interviennent. Selon le signe du bilan des charges mobiles, deux situations sont envisageables. Si le bilan est positif, on se trouve dans l mêmes conditions qu’à l’ouverture (abaissement de la tension de claquage par avalanche). Si il est négatif, les conditions sont favorables au perçage.

Le facteur thermique 

L’augmentation de la température améliore a priori la tenue en tension d’une jonction semi-conductrice du fait de la diminution des valeurs des coefficients d’ionisation. Cette amélioration est rapidement limitée par l’emballement thermique qui peut être provoqué par l’augmentation du courant inverse de porteurs minoritaires. Cette instabilité thermique peut être exprimée par la relation de l’équation 5.
Equation 5 Condition d’instabilité thermique d’une jonction semi-conductrice. P=VR.IR(T) puissance dissipée, Rth : résistance thermique entre la jonction et le milieu ambiant, VR : tension inverse, IR(T) : courant inverse à la température de jonction T.
Cette équation explicite le fait qu’une limitation autre que le claquage par avalanche peut intervenir lorsque la température augmente. Ainsi, pour une tension inverse VR donnée et une température T, il existe une valeur maximale du courant inverse IR au-delà de laquelle la jonction considérée devient instable par emballement thermique. Il entraîne une augmentation du courant inverse pouvant mener à la destruction du composant. On trouve cette limitation de manière encore plus fréquente dans les IGBT dont la durée de vie des porteurs a été réduite. En effet, l’insertion contrôlée de centre recombinants dans la base des IGBT a pour consé- quence l’augmentation du courant inverse (surtout sa composante de généP R th 1 IR dI R dT ration thermique). Notons que le contrôle du courant inverse interfère sur le compromis tension blocable, performances en commutation.

Intégration de fonctions d’aide au diagnostic

Capteurs intégrés de manière hybride

Pour certaines applications, notamment la traction ferroviaire et la conversion moyenne puissance, l’intégration de capteurs de manière hybride est encore aujourd’hui le mode le plus rencontrée. Usuellement, des capteurs de température et de courant sont intégrés sur la même carte, au plus près des composants de puissance. On citera par exemple les capteurs développés au C.P.E.S (Center for Power Electronics Systems) de l’Université de Virginie des U.S.A. Ces capteurs sont basés sur un détecteur de champ magnéto-résistif. Deux capteurs basés sur ce principe sont réalisés au C.P.E.S : un capteur de courant ainsi qu’un capteur de température. La figure 23 illustre l’intégration du capteur de courant de ce type.
Les possibilités pour réaliser des capteurs de température sont nombreuses. On pourra utiliser l’effet de variation de résistance en fonction de la température (exemple figure 24), les thermocouples basée sur différents effets (Peltier, Thomson, Seebeck). On pourra aussi utiliser une diode ou un transistor monté en diode et utiliser la relation tension température de ce composant en polarisation directe (équation 6). De cette équation, il découle la sensibilité thermique donnée en équation 7 (détail explicité en référence) [50].
Cette sensibilité est souvent voisine de -2,5mV/°C. Notons que cette technique de mesure de la température est facilement intégrable par voie hybride dans un module d’électronique de puissance et nécessite une ou plusieurs fonctions logiques associées.

Intégration monolithique

L’intégration monolithique des diverses fonctions autour du composant de puissance est l’optimisation ultime du système de puissance global. En effet, l’intégration au plus prés de fonctions de commande, de protection, et d’alimentation contribue à l’amélioration des performances des systèmes de puissance :
• Elle permet tout d’abord de réduire l’encombrement et le poids global du système. Citons par exemple un driver électronique intégré pour lampes fluorescentes [58]. La figure 28 représente la coupe schématique 2D du driver.
Une telle intégration a permis de réaliser un driver d’une dimension de 1,2μm.
• La réduction des impédances parasites permet une plus grande immunité aux gradients di/dt ainsi qu’une susceptibilité électromagnétique plus faible. Cela a un impact très
important sur la fiabilité et les performances du système63
• Elle permet un meilleur contrôle de la dispersion des caractéristiques des composants intégrés. On pourra citer par exemple une commande intégrée de moteur réalisée à partir d’un procédé BCB 0,35μm où la maîtrise de la pré- cision liée à la dispersion des caractéristiques des composants est essentielle [59] .
• Elle permet d’aborder la gestion des dérives thermiques d’une manière plus globale.
Cependant, si l’intégration monolithique apporte un grand nombre d’avantages, elle n’en reste pas moins problématique pour un certain nombre de points :
• L’augmentation des couplages peut s’avérer être un ennemi de taille pour le concepteur en raison des problèmes de compatibilité technologique, électrique ou thermique. Il faudra souvent élaborer des isolations entre les différentes parties des systèmes intégrés de puissance.
• Les phénomènes parasites tels que les courants de substrat devront êtres appréhendés et résolus pour garder la fonctionnalité du système. Ceci aura pour conséquence une complexification de la conception et du procédé de fabrication. Des travaux sur une structure intégrée qui protège contre les courants de substrat, ont été menés au LAAS/CNRS [60].
Il est aussi important de remarquer que des phénomènes parasites pourront êtres utilisés à bon escient. Un exemple peut être donné avec les travaux réalisés au Laboratoire d’Electrotechnique de Grenoble (L.E.G). Ils utilisent les propriétés intrinsèques aux composants de puissance pour réal64 iser une fonction appelée : auto-alimentation [61]. La figure 29.a montre la topologie de la fonction d’auto-alimentation et la figure 29.b une vue schématique 2D de son intégration complète.

Table des matières

Introduction générale
Chapitre 1 L’intégration au service de la fiabilité et de l’amélioration des performances
Introduction
1 L’intégration en électronique de puissance
1.1 Introduction
1.2 Intégration hybride
1.2.1 Modules de puissance standards
1.2.2 Modules de puissance intelligents (IPM)
1.3 Intégration monolithique
1.3.1 Intégration de type « Smart Power » et H.V.I.C
1.3.2 Intégration fonctionnelle
1.4 Synthèse
1.5 Futur de l’intégration
2 Problématique des interrupteurs monolithiques, compromis tenue en tension – état passant
2.1 Compromis tenue en tension – état passant
2.2 Tenue en tension et techniques de garde [15]
2.3 Structures unipolaires, évolutions
2.3.1 Utilisation de l’effet RESURF
2.3.2 Utilisation du principe des anneaux flottants : FLIMOS™
2.3.3 Effet « plaque de champ » dans la zone de drift (favoriser l’effet RESURF)
2.4 Structure bipolaire mixte : l’IGBT
2.4.1 Différents types et évolutions
2.4.1.1 IGBT PT et NPT
2.4.1.2 IGBT à grille en tranchée
2.4.1.3 IGBT à couche N “Field Stop” (ou soft PT)
2.4.1.4 IEGT, CSTBT et HiGT
2.4.2 Défaillances des IGBT
2.4.2.1 Phénomène d’accrochage ou « Latchup » [41]
2.4.2.2 Le second claquage électrique [42]
2.4.2.3 Le facteur thermique [15]
2.4.3 L’IGBT en condition de court-circuit
2.5 Conclusion
3 Problématique de la protection et du diagnostic
3.1 Généralités sur les protections
3.2 Intégration de fonctions d’aide au diagnostic
3.2.1 Capteurs intégrés de manière hybride
3.2.2 Capteurs intégrés monolithiquement
3.3 Intégration du circuit de commande et de la stratégie de protection
3.3.1 Intégration hybride
3.3.2 Intégration monolithique
3.4 Conclusion
Chapitre 2 Contribution à l’amélioration des performances dynamiques : Architecture faible pertes, BiIGBT
Introduction
1 Pertes lors d’un cycle complet de commutation d’IGBT
2 Architecture faible pertes / Bi-IGBT
2.1 Topologie et fonctionnement
2.1.1 Présentation de l’architecture
2.1.2 Principe de fonctionnement
2.2 Structure discrète, validation par simulations analytiques
2.2.1 Validation du principe de fonctionnement
2.2.2 Validation de l’intérêt de l’architecture
2.3 Structure intégrée
2.3.1 Simulation aux différences finies
2.3.2 Réalisation technologique
2.3.2.1 Topologie
2.3.2.2 Procédé technologique de fabrication
2.3.3 Véhicule de test
Comportement statique mesuré
Comportement dynamique mesuré
2.4 Architecture faibles pertes et commande
2.5 Conclusion
Chapitre 3 Contribution à l’amélioration de la fiabilité: Intégration d’une fonction de protection contre les courts-circuits au sein d’un IGBT
Introduction
1 Protéger contre les courts-circuits en électronique de puissance
1.1 Généralités sur les conditions de court-circuit
1.1.1 Modes et types de court-circuit
1.1.2 Stratégies de protection et principes de détection des courts-circuits [47] 101
1.2 Etat de l’art des protections contre les courts-circuits
1.2.1 A partir d’une détection de surtension (1991) PIC IR 2125 d’International Rectifier™[72] (1998) Structure de protection utilisant à la fois la désaturation et la détection de forts dI/dt [73]
(2000) Circuit de protection de IGBT latéraux [74]
(2002) Circuit de protection discret à détection de désaturation combinant plusieurs types de protection [70]
(2004) Driver totalement intégré comportant une structure de protection contre les courts-circuits [75]
(2005) Driver totalement intégré basé sur la détection de désaturation et sur le contrôle de la tension de grille [76] 108
1.2.2 A partir d’une détection de sur intensité (1994) Protection contre les courts-circuits utilisant un capteur de courant totalement intégrée [77]
(1996) Protection contre les courts-circuits et les conditions de surchauffe totalement intégrée [79]
(2002) Circuit de protection évolué intégré agissant sur la commande de grille [80]
1.2.3 Fonctions de protections contre les courts-circuits intégrées basées sur un caisson P flottant
1.3 Conclusion
2 Structure de protection contre les courts-circuits intégrée
2.1 Introduction
2.2 Le capteur de tension d’anode (CTA) [83]
2.2.1 Topologie et fonctionnement
2.2.1.1 Comportement Statique
2.2.1.2 Comportement dynamique en charge
2.2.2 Réalisation technologique et caractérisation
2.3 La structure de détection et de protection
2.3.1 Topologie et fonctionnement
2.3.2 Contraintes et optimisations de la structure de protection
2.3.2.1 Détermination des contraintes
2.3.2.2 Optimisation de la tenue en tension des transistors Md et Mc
a) Différences entre tenue en tension expérimentale et obtenue par simulation 2D
b) Amélioration de la tenue en tension des transistors MOS
2.3.2.3 Phénomène oscillatoire
2.3.2.4 Polarisation du substrat du transistor MOS de délai (Md)
2.3.3 Paramètres de la structure de protection pour la validation par simulation 2D
2.3.4 Problématique d’intégration monolithique
2.3.4.1 Mise en évidences des phénomènes parasites
2.3.4.2 Discussion sur la qualité d’isolation nécessaire
2.3.4.2 Techniques d’Isolation totale proposées
a) Murs traversants dopés P+
b) S.O.I partiel
c) S.O.N ou composants sur membrane
2.3.4.3 Comparaison du comportement électrique des techniques d’isolation
a) Cas d’un court-circuit de type 1
b) Cas d’un court-circuit de type 2
c) Sur une charge purement résistive de 100Ohms
2.3.4.4 Conclusion
2.4 Validation expérimentale
2.4.1 Transistor LDMOS
2.4.3 Diodes Zener
2.4.3 IGBT 155
2.5 Conclusion et discussion
Conclusion générale

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