Soutenance mémoire
Dimensionnement des paramètres d’une communication CPL automobiles
À partir des mesures, au chapitre 8, les capacités du canal de propagation, pour un système multi-porteuses, sont calculées pour différents cas et en utilisant les mêmes paramètres que le standard HPAV. L’objectif est de vérifier en simulation les résultats de débit que nous avons pu observer au chapitre 5. De plus, au sein de ce chapitre nous introduirons les modulations multiporteuses adaptatives. Plus précisément, d’après les résultats du calcul des capacités qui sont différentes en fonction de la topologie du et des réseaux électriques, il s’avère nécessaire que le système s’adapte en fonction de la connaissance du canal. Le chapitre 9 porte plus spécifiquement sur le dimensionnement des paramètres de la DMT/OFDM. En effet, la caractérisation du canal de propagation nous a laissé entrevoir la possibilité de réduire les paramètres du système multiporteuses envisagé comparé aux paramètres de l’HPAV.
Aspects CEM
Les aspect CEM dans l’automobile comme ailleurs sont très importants. C’est un problème difficile à aborder d’autant plus que l’engorgement des faisceaux de câbles est actuellement à son maximum. Le courant porteur en ligne sera sujet aux problèmes de compatibilité électromagnétique et donc aux réglementations CEM en vigueur. Cependant, les normes n’ont jamais considérer la possibilité de transmettre sur le réseau électrique d’une automobile. De ce point de vue, comme c’est le cas pour l’Indoor, nous sommes dans un flou normatif. Par contre, la norme CEM CISPR25 [17] spécifie des niveaux en conduit et rayonné pour l’automobile. Elle sera donc la référence à prendre en considération lors des études de performances. Car, pour respecter la norme, le principal paramètre se trouve être la puissance d’émission de la transmission. La transmission sur câbles électriques dans l’automobile se faisant en mode commun, le problème de compatibilité en rayonné notamment n’est pas simplifié. Des études [1, 18] ont montré que le niveau de 50 dBm{Hz spécifié dans la bande r0 30s MHz était trop élevé. Le partage de la bande HF est lui aussi un problème de CEM non lié à l’automobile mais plutôt à la compatibilité avec d’autres systèmes de communication dans cette bande. En effet, comme pour les communications dans l’habitat, le CPL partage le spectre avec les transmissions dans la bande HF comme les radios amateurs par exemple. Ce problème est connu pour le CPL Indoor et les solutions proposées ont été de ne pas transmettre pas dans ces bandes. Cela réduit bien évidemment la capacité du canal mais ça permet aussi de se protéger des interférences des autres systèmes. Le masque de transmission ainsi que les niveaux auront un rôle très important dans la qualité et les traitements à mettre en place pour apporter de la robustesse à une communication CPL avec des débits élevés.
Quelle forme d’onde est la mieux adaptée pour une communication CPL automobile ?
Nous venons de voir que le canal de propagation était sélectif en fréquence et fortement perturbé par différents types de bruits. Il n’existe à ce jour aucunes solutions commerciales implantant une communication CPL haut débit pour l’automobile. Par contre, différents travaux académiques ont été réalisés sur ce sujet notamment pour des communications nécessitant des débits relativement élevés. Seules ces travaux seront traités ici. L’ensemble des études préconisent une transmission de type multi-porteuses. Gouret [1, 34, 35] a d’abord étudié les performances d’un système Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) utilisant des modulations différentielles sur chacune des sous-porteuses en simulation. L’optimisation d’un codeur de canal est abordé. Différentes constellations sont aussi testées (QPSK et DQPSK) pour différentes tailles d’espacement entre sous-porteuses avec une taille d’intervalle de garde fixé à 1 µs. Les performances sont étudiées en terme de Taux d’Erreur Binaire (TEB) et les résultats montrent un taux d’erreur binaire plus faible lorsque l’espacement entre sous-porteuses est faible. Déjà un soucis de modifier les paramètres (espacement entre porteuses et taille intervalle de garde) apparaît évident pour optimiser la communication pour des canaux automobiles. Le résultat le plus flagrant, dans [1], est l’amélioration du TEB pour le cas de trajet de type indirect lorsque la taille de la FFT2 est plus grande. En effet, dans ce cas de figure, l’allongement du temps symbole permet de réduire l’impact de la dispersivité temporelle du canal. Une étude de faisabilité [1] sur un canal réel a été faite en modifiant des modems commercialisés pour l’Indoor : standard HomePlug 1.0 et protocole Spidcom. Par contre, ces solutions ne respectent pas les normes CEM de l’automobile. Les débits mesurés sont faibles (max 8 M bps pour une DSP en émission de 50 dBm{Hz) et détaillés plus précisément par Nouvel et al. dans [14]. Dégardin et al. [32] ont aussi évalué les performances d’une couche PHY de type HomePlug 1.0 en considérant deux types de trajets (directs et indirects), différents bruits et deux masques d’émission (60 dBm{Hz et 80 dBm{Hz). Elles sont évaluées en terme de débits et de taux d’erreurs binaires. Dans cette étude, aucune allocation binaire n’a été mis en œuvre et d’après les paramètres de la couche PHY le débit théorique maximum est de 13.59 M bps. Une étude statistique sur 400 réalisations de fonctions de transferts a été faite et montre que dans 50% des cas les débits sont supérieurs à 8.8 M bps. En 2010, Sanchez-Martinez et al. dans [36] ont évalué les performances d’une modulation OFDM à partir des mesures faites dans une bande allant jusqu’à 100 MHz [25]. Cette étude met en évidence un nombre de sous-porteuses OFDM ainsi que la longueur de l’intervalle de garde qui maximise les performances du système en terme de débit. Les auteurs montrent aussi que l’état du moteur (différentes vitesses) modifie la fonction de transfert et fait diminuer les débits. Pour le moteur allumé à 2000 rpm dans 90% des cas le débits atteint est inférieur à 500 M bps et dans 10% des cas il est inférieur à 200 M bps pour une puissance en émission de 20 dBm{KHz dans la bande 2 30 MHz et 50 dBm{KHz dans la bande 30 100 MHz. Comparé à la précédente étude, nous remarquons alors tout l’intérêt des modulations multiporteuses utilisant une allocation binaire différente par sous porteuses. Par contre, l’étude ne prend en compte que deux formes de bruits de fond différentes et pas les bruits impulsifs comme dans [32]. Ces études montrent le potentiel des communications multi-porteuses pour des applications nécessitant des débits élevés. Elles ont été faites pour différents scénarios et topologies. Cependant, toutes ne prennent pas en compte les bruits impulsifs dans l’étude des performances de la couche PHY. Ou inversement, quand cela est fait, l’étude des meilleures paramètres (taille de FFT, constellations, codage) n’est pas considérée. Le schéma de communication le plus efficace semble être la DMT/OFDM avec des constellations QAM3 par sous-porteuses.
Approche générale basée sur la théorie des bancs de filtres : le transmultiplexeur
Les modulations multi-porteuses peuvent être abordées plus généralement par la théorie des bancs de filtres bien connue de la communauté du traitement du signal ou d’image. Akansu et al. dans [37] traite du lien entre cette théorie et les communications numériques. Récemment dans le projet Européen PHYDYAS, les bancs de filtres ont été étudiés pour la radio opportuniste et cognitive. Ils sont préférés à la modulation OFDM classique car ils permettent un meilleur confinement spectrale. Plus généralement, cela permet selon nous de différencier les schémas de modulations existants. Dans [38] ce formalisme est aussi utilisé afin d’introduire les différents types de modulations multi-porteuses utilisées pour les transmissions CPL. Rappelons qu’un banc de filtre de synthèse permet de séparer un signal en plusieurs sousbandes et qu’un banc de filtre d’analyse permet de construire un signal à partir de différentes sous-bandes En faisant l’analogie avec les télécommunication, nous aurons un banc de filtre d’analyse pour le modulateur et de synthèse pour le démodulateur. L’ensemble forme ce qu’on appelle un transmultiplexeur dont une représentation générale est faite à la figure 4.2. A l’émission, les données binaires venant généralement du codeur de canal sont transformées en symboles Cm,n par un modulateur QAM, PSK , DPSK ou encore PAM. En réception, après démodulation, les symboles Rm,n sont construits mais une étape d’égalisation, n’apparaîssant pas sur le schéma, sera toutefois nécessaire. Lorsque le facteur de décimation (N) est le même que celui d’interpolation, on parle alors de transmultiplexeur à échantillonnage critique ce qui sera le cas des deux formes d’onde que nous aborderons. Les bancs de filtres seront aussi dit uniforme car chaque sous-bande à un filtre de même longueur. Une première distinction peut être faite entre les transmultiplexeurs selon la manière dont il sont modulés : par une exponentielle, par un cosinus ou un sinus. Les schémas de modulation utilisent des transformées différentes à base de DFT1, de DCT2 ou de DST3 . Cette approche va nous permettre de différencier les formes d’ondes multi-porteuses proposées dans la littérature. Deux d’entres elles seront abordées durant notre étude : OFDM et/ou DMT (à base de DFT) et Wavelet-OFDM (à base de DCT). Une deuxième distinction peut être faite selon le filtre prototype choisi. Par exemple, dans le cas de l’OFDM, c’est une fenêtre rectangulaire avec une bonne localisation temporelle et une mauvaise localisation fréquentielle. Les filtres prototypes peuvent être construits avec des objectifs comme la minimisation de l’énergie hors-bande. Dans un premier temps, nous parlerons de l’OFDM et en particulier une version modifiée : la DMT, qui permet de transmettre un signal en bande de base réel. Dans un deuxième temps, nous traiterons plus brièvement des Wavelet-OFDM qui utilisent un banc de filtre modulé à base de cosinus.
Couche PHY
La couche physique utilise une modulation multi-porteuses Wavelet-OFDM. Des symboles (PAM) sont transmis et portés par 512 sous-porteuses formant alors un symbole OFDM réel d’une longueur de 8.192 µs. Le débit maximum atteignable est alors de 210 M bps. Cette technique de modulation permet d’avoir des « Notches » beaucoup plus profond que l’OFDM. Les interférences avec d’autres systèmes de communication (radio amateurs) sont alors réduites. La transmission est adaptative en fonction de l’état du canal et un algorithme de bit-loading est mis en place. Le codage de canal est réalisé par un codeur de Reed-Solomon et un codeur convolutif
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Table des matières
1 Introduction générale
1.1 Contexte de l’étude et motivations : le projet CIFAER
1.2 Contributions et organisation du document
1.2.1 Approche expérimentale : mesure et caractérisation du canal CPL
1.2.2 Dimensionnement des paramètres d’une communication CPL automobiles
1.2.3 Réalisation d’un démonstrateur utilisant une plateforme radio logicielle
I Contexte et communications CPL automobiles
2 Réseaux de communications automobiles
2.1 Les différents domaines d’application dans l’automobile
2.2 Bus de communication dans l’automobile
2.2.1 LIN
2.2.2 CAN
2.2.3 FlexRay
2.2.4 MOST
2.2.5 Vers d’autres solutions de communication
2.3 Proposition de nouveaux moyens de communication
2.3.1 Radiofréquence
2.3.2 Courant porteur en ligne
2.4 Aspects CEM
3 État de l’art des communications CPL automobiles
3.1 De l’Indoor vers le véhicule
3.2 Aperçu des travaux de recherche sur le canal de propagation CPL automobile
3.2.1 Études de la fonction de transfert
3.2.2 Études sur les bruits du canal CPL automobile
3.3 Quelle forme d’onde est la mieux adaptée pour une communication CPL automobile ?
4 Communications multi-porteuses pour des canaux CPL
4.1 Modulations multi-porteuses
4.1.1 Principe
4.1.2 Historique et contexte
4.1.3 Approche générale basée sur la théorie des bancs de filtres : le transmultiplexeur
4.2 OFDM et DMT
4.2.1 Principe de l’OFDM/QAM
4.2.2 Principe de la DMT
4.2.3 Intervalle de garde
4.2.4 Conclusion
4.3 Wavelet-OFDM
4.3.1 Principe
4.3.2 Schéma d’implantation efficace
4.4 Standards CPL
4.5 Description du standard HomePlug Av
4.5.1 Introduction
4.5.2 Méthode d’accès hybride
4.5.3 Format des trames
4.5.4 Gestion des erreur
4.5.5 Couche PHY HPAV
4.6 Description du standard HD-PLC
4.6.1 Couche MAC
4.6.2 Couche PHY
4.7 Comparaison standards HPAV et HD-PLC
Conclusion de la première partie
II Expérimentations et étude du canal de propagation CPL automobile
5 Étude de faisabilité d’une communication CPL automobile haut débit
5.1 Descriptions des mesures de débits
5.1.1 Véhicule test
5.1.2 Modems CPL
5.1.3 Mesure des débits CPL au niveau TCP/IP
5.1.4 Scénarios de mesures
5.2 Résultats des mesures de débits HPAV
5.3 Résultats des mesures de débits HD-PLC
5.4 Comparaisons et limites
6 Mesures du canal de propagation
6.1 Description générale de l’environnement de mesure
6.1.1 Description des points de mesures
6.1.2 Description des scénarios de mesures
6.1.3 Descriptions succinctes des véhicules
6.2 Mesure de la fonction transfert du canal CPL automobile
6.2.1 Introduction
6.2.2 Mesure de la fonction de transfert et estimation de la réponse impulsionnelle
6.2.3 Banc de test
6.2.4 Performances du banc de test et exemples de résultats de mesures
6.3 Mesure du bruit dans le canal CPL automobile
6.3.1 Introduction
6.3.2 Mesure dans le domaine fréquentiel
6.3.3 Mesure dans le domaine temporel
6.3.4 Performances des bancs de tests et exemples de résultats de mesures
7 Caractérisation du canal de propagation CPL automobile
7.1 Caractérisation de la fonction de transfert
7.1.1 Étude de l’atténuation du canal
7.1.2 Étude du rapport signal à bruit en réception
7.1.3 Étude de la bande de cohérence
7.1.4 Étude de l’étalement des retards
7.1.5 Relation entre la bande de cohérence, l’étalement des retards et le gain du canal
7.2 Caractérisation des bruits du canal de propagation CPL : résultats préliminaires
7.2.1 Introduction
7.2.2 Étude des mesures faites à l’analyseur de spectre
7.2.3 Étude des mesures faites avec le DSO
Conclusion de la deuxième partie
III Étude des performances et optimisations d’une communication multiporteuse pour des canaux CPL automobiles
8 Étude de performance d’une modulation multi-porteuse pour des canaux CPL
8.1 Capacité théorique et calculs sur les canaux mesurés
8.1.1 Capacité théorique
8.1.2 Calcul de capacité à partir des mesures de canal
8.1.3 Marge de SNR et marge de bruit
8.2 Modulations adaptatives, algorithmes d’allocation binaire et estimation du SNR
8.2.1 Modulations adaptatives
8.2.2 Algorithme d’allocation binaire sous une contrainte de TEB moyen
8.2.3 Estimation du SNR
8.3 Impact des scénarios & des topologies sur les débits
8.3.1 Description des simulations
8.3.2 Influence des scénarios sur les débits ?
8.3.3 Influence de la topologie sur les débits ?
8.4 Impact du bruit CPL sur les débits
8.4.1 Description des simulations
8.4.2 Influence du bruit sur les débits ?
9 Dimensionnement des paramètres DMT/OFDM pour des canaux CPL automobiles
9.1 Description des réponses impulsionnelles du canal
9.2 Étude de la taille de l’intervalle de garde
9.2.1 Calcul du terme d’interférence entre symboles et porteuses
9.2.2 Expression de la capacité pour la DM
9.3 Analyse de la taille de l’intervalle de garde
9.4 Analyse de la taille de l’espace inter-porteuses
9.5 Différents jeux de paramètres possibles
9.5.1 Discussion sur le choix des paramètres de la DMT
9.5.2 Paramètres pour le démonstrateur : exemple pour la Peugeot 407SW essence
Conclusion de la troisième partie
IV Démonstrateur CPL automobile
10 Description et mise en oeuvre d’un démonstrateur CPL basé sur le principe de la radio logicielle
10.1 Démonstrateur générale du projet CIFAER
10.1.1 Description générale
10.1.2 Scénarios de tests : cas d’étude
10.2 Principes et plateformes radios logicielles
10.2.1 Définitions et principes généraux
10.2.2 Applications des principes de la radio logicielle pour le prototypage rapide
10.3 Description et mise en oeuvre d’un démonstrateur CPL utilisant une plateforme SDR USRP2
10.3.1 Aperçu du banc de test
10.3.2 Architecture du démonstrateur
10.3.3 Différentes structures de « Front-End » possibles
10.4 Description de la couche PHY logicielle implantée : transmission en bande de base réelle
10.4.1 Trame : PPDU
10.4.2 Détection trame et synchronisation temporelle
10.4.3 Estimation du canal
10.4.4 Égalisation fréquentielle du canal
10.4.5 Procédure de sondage du canal
10.5 Performances générales du démonstrateur
10.5.1 Configurations possibles du banc de test
10.5.2 Bandes passantes possibles du démonstrateur
10.5.3 Limites du démonstrateur
10.6 Caractérisations des performances intrinsèques de la chaîne de transmission
10.6.1 Masque de transmission
10.6.2 Fonction de transfert de la chaîne de transmission
10.6.3 Constellations, MER et TEB de la chaîne de transmission
11 Performances de la couche PHY sur canaux CPL automobiles réels
11.1 Définitions des paramètres du démonstrateur
11.1.1 Banc de test
11.1.2 Paramètres de la couche PHY logicielle
11.1.3 Paramètres GNUradio/USRP2
11.2 Description générale des canaux CPL testés
11.2.1 Trajets et scénarios de mesures
11.2.2 Cas d’étude : diffusion d’un flux de donnée coffre vers passager avant et coffre vers passager arrière
11.3 Résultats de l’allocation binaire et de l’estimation des débits : masque d’émission de 80 dBm{Hz
11.3.1 Résultats trajets GF, GH et HD
11.3.2 Vérification de la contrainte de TEB pour le trajet HD
11.4 Résultats pour le cas d’étude : masque d’émission de 80 dBm{Hz
11.4.1 Comparaison des débits pour une transmission GE et GF
11.4.2 Vérification de la contrainte de TEB
V Bilan et perspectives
12 Conclusions & Perspectives
12.1 Conclusion générale
12.2 Perspectives
Publications
Annexes
A Mesure débit TCP/IP
A.1 Liaison Ethernet PC ÐÑ modem CPL
A.2 Paramètres logiciel Ixchariot
A.2.1 Script Ixchariot utilisé
A.2.2 Temps de réponse
A.2.3 Débits
B Mesure de la fonction de transfert et estimation de la réponse impulsionnelle
B.1 Mesure de la fonction transfert à l’analyseur de réseau vectoriel
B.2 Estimation de la réponse impulsionnelle
B.3 Conclusions
C Mesure du bruit dans le domaine temporel : oscilloscope vs carte USRP2
C.1 Mesure avec les cartes USRP2
C.1.1 Analyse du bruit de fond en F et H pour différents scénarios
C.2 Mesure à l’oscilloscope
C.3 Conclusion
D Comparatif plateformes SDR
Bibliographie
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