ANTENNE SPIRALE ET ANNEAUX RESONNANTS

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L’antenne bowtie (nœud papillon)

L’antenne bowtie [42] s’inspire également de l’antenne biconique. Elle peut être vue comme une version planaire de celle- ci, imprimée ou découpée dans un support métallique plan (Figure 13.a) ou imprimée sur un diélectrique (Figure 13.b). Elle conserve les avantages de l’antenne biconique, à savoir la simplicité de la géométrie, la légèreté, et la compacité. Elle a pour cela été utilisée de nombreuses années en réseau planaire pour des tests de vols d’avions, ainsi que pour des systèmes de mesure radio UHF [41].
La bande passante n’est pas aussi grande que celle de l’antenne biconique (8:1 cf. I.2.2.1 L’antenne biconique) en raison d’une impédance moins constante. Elle attend tout de même les 2 octaves.
La directivité de l’antenne est du même type qu’un dipôle ou que l’antenne biconique, à savoir omnidirectionnelle dans le plan orthogonal à la longueur de l’antenne. Le gain maximal dans la direction orthogonale au plan de l’antenne varie entre 0 et 3dBi.

Les autres antennes

Le cornet nervuré

Les cornets nervurés ont une géométrie plus ou moins complexe selon le besoin, mais permettent une excellente adaptation entre la source du signal et le milieu propagatif de l’onde (Figure 14). Ils permettent une double polarisation rectiligne, ainsi donc qu’une polarisation circulaire. Des bandes passantes de l’ordre de 7:1 ne sont pas aberrantes. On peut en théorie monter à 20:1. Vicente Rodriguez a étudié en premier en 2003 ces cornets nervurés, et a démontré que la bande passante de 18:1 était possible [48]. Ils diffèrent des cornets à ouverture pyramidale par la fente à ouverture progressive séparant le cornet en deux dans le sens de la largeur. La fente de l’intersection suit une courbe à variation exponentielle [49].
Ce type de cornet présente cependant des limites. La première est la taille : l’ouverture SUpVHQWH GHV GLPHQVLRQV DOODQW GH BF j BF. De plus, la directivité varie fortement en fonction de la fréquence. Il a été montré par simulation et mesure [50] que la directivité est régulière entre 1GHz et 12GHz, et qu’entre 12GHz et 18GHz, des lobes apparaissent, irrégulièrement en fonction de la fréquence (Figure 15). Les diagrammes sont néanmoins réguliers sur plus d’une décade.

Les monopoles

Les antennes monopoles sont adaptées au mieux sur deux octaves. Cependant elles peuvent être particulièrement compactes, comme cette antenne omnidirectionnelle (Figure 16) développée dans un cadre médical [51]. Ses dimensions sont de BF 8,3de côté.

L’antenne SHARK

Le concept original d’antenne large bande nommé Antenne Shark a été étudié par M. L. Desrumaux et al en 2010 [52]. L’étude de ce modèle a pour but d’obtenir une antenne large bande capable d’émettre un signal discret de fortes puissances dans une direction donnée. Le motif de base est une antenne biconique large. Le caractère omnidirectionnel du rayonnement de l’antenne biconique dans le plan orthogonal à son axe est un inconvénient pour l’utilisation de l’antenne en tant que radar. L’objet de l’étude est donc d’obtenir une antenne dont la directivité est forte essentiellement dans une direction. C’est pourquoi un plan réflecteur a été ajouté à l’arrière, afin de focaliser le champ dans une direction, et de permettre de mettre cette antenne en réseau. Les cônes ont également été tronqués afin d’augmenter la directivité dans la direction d’émission [53]. La bande passante de cette antenne reste néanmoins d’une décade ([800MHz ; 8GHz] : 10:1), malgré la proximité du plan métallique arrière à 75mm environ (d ȜBF 5).
L’alimentation est assurée par un câble coaxial. Les dimensions assurant une adaptation sur une bande 10 :1 sont ȜBF 4,7 x ȜBF 4,5 x ȜBF 2,5. La plus grande dimension est donc la longueur de l’antenne dans la direction du lobe principal de directivité.

L’antenne « Eleven »

L’antenne Eleven [56], réalisée en Suède en 2006, est un nouveau type d’antenne large bande à double polarisation (Figure 18). Sa géométrie évoque à la fois l’antenne sinueuse à 4 brins et l’antenne réseaux de dipôles rayonnant à Ȝ 4. A la manière de l’antenne sinueuse, la structure en quatre parties permet, via un déphasage de ʌ 2 à l’excitation entre chaque brin consécutif, une double-polarisation croisée du signal. Les quatre antennes log-périodiques à 21 dipôles permettent quant à elles un rayonnement très large bande rayonnant principalement dans la direction orthogonale au plan de masse de manière semblable aux antennes spirales.
Le plan réflecteur métallisé permet de focaliser le rayonnement dans un seul demi-espace.
Le modèle illustré ci-dessous (Figure 18) est adaptée sur la bande [1GHz ; 13GHz] (13:1).
Les dimensions sont donc :
– largeur des panneaux rayonnants L = 13,8cm (L ȜBF 2,2),
– largeur du panneau métallique W = 26,3cm (W ȜBF 1,14),
– hauteur h= 4,8cm (h ȜBF 6,25).
La bande passante peut dépasser la décade.

Tableaux de synthèse et conclusion

Encombrement et polarisation des antennes large bande

Le tableau ci-dessous (Figure 19) résume les dimensions, bande passante et polarisation de chaque type d’antennes large bande que nous venons de détailler.
Nous remarquons que la plupart des antennes large bande prises individuellement permettent seulement une polarisation rectiligne. C’est le cas de l’antenne Vivaldi et de l’antenne log-périodique. Cependant, dans le cas de ces deux antennes, une polarisation circulaire peut être obtenue par combinaison de plusieurs éléments. L’antenne Eleven est ainsi une combinaison de quatre antennes log-périodiques, et permet une double polarisation circulaire, pareillement aux antennes sinueuses à quatre brins.
De plus, la plupart des antennes sont adaptées sur une décade minimum, et les tailles des antennes sont relativement équivalentes. Notons néanmoins que les antennes spirales font partie des antennes les plus compactes, et permettent d’obtenir une polarisation circulaire. Les antennes Vivaldi, log-périodique, biconiques et bowtie sont d’autant moins compactes qu’il faut prévoir des dimensions plus élevées pour obtenir une polarisation circulaire par combinaison de plusieurs antennes. Les antennes Shark et cornet nervuré sont quant à elles relativement compactes, mais ne permettent pas de polarisation circulaire par combinaison.
Les antennes spirales apparaissent donc comme les antennes à polarisation circulaire les plus favorables à la miniaturisation.

Les méthodes de miniaturisation

Méandres sur lignes planaires

Une technique de miniaturisation d’antennes bien connue est l’utilisation de circonvolutions pour le tracé des pistes métalliques. Nous trouvons de nombreux exemples dans la littérature d’antennes dont l’encombrement est ainsi réduit. Cette technique repose sur le principe de contraindre sur une surface plus petite la même longueur électrique de la piste métallique parcourue par le courant. Comme nous allons le voir, elle peut être appliquée à différents types d’antennes avec différents types de motifs.
A. Takacs et al [58] proposent en 2010 d’utiliser des motifs sinueux sur les brins d’une antenne hélice quadrifilaire (Figure 21). La hauteur de l’antenne est réduite dans les meilleurs cas de plus de 70%. Une telle réduction est possible grâce à une tolérance sur la dégradation du gain maximal de 5dBi environ. Rappelons qu’il s’agit d’une antenne bande étroite.
En 2008, D.E. Anagnostou et al proposent d’utiliser cette fois-ci sur une antenne large bande la même technique [59]. Ils appliquent des motifs fractals sur les dipôles d’une antenne log-périodique. Les motifs de Koch utilisés sont illustrés sur la Figure 22. Ils permettent de réduire, à bande de fréquences constante, la largeur de l’antenne. Les dimensions des antennes réalisées sont telles que la bande passante est [2GHz ; 3GHz], soit moins d’une octave. La réduction de la largeur est de 9,8% avec la première itération, de 15% avec la 2ième, et 17,2% avec la 3ième itération. Néanmoins, la deuxième itération montre déjà une réduction de la bande passante non-négligeable. Le rapport avant-arrière est également affecté. Ceci est justifié par l’apparition avec la deuxième itération de segments sur lesquels les courants sont de sens opposés.
En ce qui concerne les antennes spirales, la méthode peut être appliquée avec des motifs sinusoïdaux sur les brins, comme nous pouvons voir sur la Figure 23. L’antenne représentée est auto-complémentaire et comporte deux brins à 20 motifs sinusoïdaux par tour. A. Bellion a présenté en 2013 [61] une antenne spirale d’Archimède à motifs triangulaires. Parmi les différentes configurations testées selon le nombre et l’amplitude des motifs, il en ressort que la réduction du diamètre peut aller jusqu’à 11% sans dénaturer les caractéristiques de rayonnement. Notons que la largeur minimale des lignes est inférieure à celle des lignes d’une antenne spirale classique de même diamètre et de même nombre de tour. En cas de réalisation d’une antenne à hautes fréquences de petite taille, l’impression de pistes particulièrement fines peut entraîner des surcoûts. De même, O. Klemp et al présentent en 2004 [62] un travail similaire sur des antennes spirales sinueuses à 4 brins. Les fréquences basses de fonctionnement des antennes initiale et modifiée sont respectivement de 2,25GHz et 1,97GHz. Les ondulations permettent donc une réduction de 12,4% de la fréquence basse de fonctionnement. Le gain est dégradé de 0,5dBi environ pour les fréquences basses de 2GHz à 3GHz.

Méandres sur lignes en structure 3D

En utilisant la troisième dimension, l’encombrement dans le plan de l’antenne peut être réduit. C’est le cas de l’antenne log-périodique ci-dessous, dont les dipôles sont repliés afin de diminuer la largeur de l’antenne [63]. Il s’agit d’une antenne proposée par Luan Shan et al en 2010. Cette nouvelle antenne est adaptée comme l’antenne planaire de base sur décade de 200MHz à 2GHz. Néanmoins, le gain aux basses fréquences est dégradé. La géométrie a été optimisée de manière à limiter cette dégradation en modifiant les longueurs de chacun des trois éléments formant les monopôles. Dans les meilleures configurations, la largeur de l’antenne miniaturisée descend à 46% de celle de l’antenne planaire initiale.
B.A. Kramer et al ont travaillé en 2008 sur la miniaturisation d’une spirale logarithmique [64]. Les pistes ont été réalisées en forme de spire (Figure 26), permettant ainsi d’augmenter considérablement la longueur du fil métallique constitutif de chaque brin. Les éléments métalliques horizontaux sont créés sur deux circuits imprimés parallèles. Ils sont reliés pour former la spire par des vias verticaux. Avec un diamètre D 15,9cm et d’après l’équation D ȜBF ʌ , une antenne spirale logarithmique devrait être adaptée à partir de 600MHz. Les courbes de coefficients de réflexion en entrée de l’antenne ne sont pas données. Néanmoins, la courbe du gain dans l’axe de la spirale est montrée Figure 27. Nous pouvons constater à la fois une nette amélioration du gain sur la plage [100MHz ; 500MHz], et dans le même temps une dégradation du gain sur la plage [500MHz ; 1GHz]. Le concept reste intéressant, car il est mécaniquement réalisable, et l’influence des spires sur le gain à basses fréquences est positive.

Optimisation des surfaces métalliques radiatives

L’observation des parties métalliques parcourues par des courants non-négligeables et contribuant à la radiation de l’énergie peut permettre de supprimer des surfaces métalliques inutiles et ainsi réduire l’encombrement de l’antenne. C’est ce qui a été notamment réalisé sur les antennes patch illustrées en Figure 28 [64], permettant de réduire de 50% leur surface.
Le même facteur de réduction a été obtenu sur des antennes patchs dont seule la moitié de la géométrie a été retenue. C’est le cas de l’antenne illustrée en Figure 29 [65].

Spirale entourée par un anneau.

Q.Liu et al ont présenté en 2008 [67] la géométrie d’une spirale d’Archimède imprimée, de 4,6cm de diamètre, entourée par un anneau imprimé dans le même plan (Figure 30). Les réductions de diamètre annoncées dans la publication sont de 15%. Néanmoins, après quelques simulations réalisées sur FEKO v.5.5, nous avons conclu que la présence de substrat de constante diélectrique 2.2 et d’épaisseur 0,5mm est indispensable pour obtenir ces résultats. Sans substrat, la seule structure métallique ne permet une réduction que de 6,3%. Une analyse paramétrique montre que le comportement électromagnétique de la spirale aux fréquences proches de la fréquence basse de fonctionnement varie très peu en fonction des paramètres géométriques de la structure tels que la largeur de l’anneau ou l’espace qui le sépare de la spirale (pour des petites variations).

Bilan des nouveaux paramètres caractérisant la géométrie

Un certain nombre de paramètres décrivant la géométrie de la spirale d’Archimède ont été présentés (cf. I.2.1.1.3 Spirale d’Archimède page 9). Il s’agit au minimum du nombre de brin Nb, du nombre de tour de chaque brin Nt, et du rayon maximal de l’antenne R max. Dans le cas d’une antenne spirale d’Archimède auto-complémentaire à deux brins, à partir de (27), nous pouvons déduire la largeur des brins et l’écart entre les brins, notés ǻspirale seule . Le rayon minimal de l’antenne spirale Rmin est donné par (28).

Les nouveaux paramètres dus à l’ajout des anneaux sont :

x La largeur globale de l’anneau,

x La largeur de la piste métallique décrivant l’anneau,

x La distance minimale entre l’anneau et la spirale,

x Le nombre d’anneaux,

x La distance entre chaque anneau et la spirale,

x Le nombre de motifs par anneau,

x Le type de motif.

Lorsqu’un anneau entoure la spirale dans son plan, les paramètres sont modifiés. Le rayon maximal lié à l’encombrement devient le rayon extérieur de l’anneau Ranneau,max, afin que le même encombrement dans le plan de la spirale soit conservé. Le rayon minimal de l’anneau reste à déterminer. S’il est choisi comme ici égal à ǻanneau , la spirale est alors décrite selon les paramètres ǻanneau (29), Rmin (30), et Rmax (31)

Influence des paramètres

Nous allons voir dans la suite de cette partie l’influence des paramètres de description de l’anneau sur le niveau d’adaptation de l’antenne spirale. Nous utiliserons pour cela une antenne spirale d’Archimède à deux brins auto-complémentaires. Les brins feront dix tours. L’anneau entourant la spirale aura un diamètre maximal de 1 mètre.

Logiciel de simulation

FEKO est un outil de simulation électromagnétique créé en 2005 par l’entreprise allemande EMSS (EM Software & Systems Gmbh). La version utilisée au cours de la thèse est la v6.1. Les méthodes de calcul implémentées sont les suivantes :

x La méthode de base du logiciel est la Méthode des Moments (MOM), appliquées sur des surfaces, et également utilisable pour les corps diélectriques et les structures planaires multicouches homogènes. La méthode tient compte des effets de peau et des pertes ohmiques. La fonction de Green y est également implémentée, pour faciliter les calculs de milieux multicouches. La MOM est utilisée pour la conception d’antennes, de composants discrets et circuits en 3D (Figure 39).

x En complément vient la Multilevel Fast Multipole Method (MLFMM). Cette méthode est une approximation de la MOM, en cela qu’elle fait apparaître des zéros dans la matrice liant l’impacte d’une fonction élémentaire de calcul à une autre (segments ou triangles), lorsque cette influence est négligeable. Cette méthode donne donc des résultats proches de ceux de la MOM, mais moins précis. En contrepartie, elle allège considérablement les ressources matérielles nécessaires, et permet de simuler de grandes structures de plusieurs centaines de milliers de segments ou triangles.

x La FEM (Finite Element Method) est une méthode de calcul volumique (maillage volumique). Elle est particulièrement adaptée aux milieux hétérogènes. Elle est couplée dans FEKO à la MOM, ce qui permet d’optimiser le maillage en évitant à la FEM les calculs dans l’espace vide.

x L’Optique Physique (PO), l’Optique Géométrique (GO) et l’Uniform Theory of Diffraction (UTD) sont d’autres alternatives aux limites matérielles que pose la MOM car ces méthodes réduisent également les temps de calcul pour des résultats aussi juste dans les cas adaptés. L’UTD par exemple est une formulation asymptotique qui augmente les temps de calculs avec la complexité de la forme (nombre d’arrêtes et de surfaces) et non avec sa taille. Donc elle est adaptée pour des formes géométriques simples et grandes. L’optique géométrique est très utilisée pour la simulation de paraboles. Les méthodes asymptotiques servent à l’intégration des antennes dans leur milieu, à l’étude de compatibilité électromagnétique (CEM), et à la propagation des champs sur des objets complexes (Figure 40, Figure 41).

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Table des matières

INTRODUCTION GENERALE
1.CONTEXTE DE L’ETUDE
2.OBJECTIFS ET CONTRIBUTION
3.STRUCTURE DE LA THESE
CHAPITRE I : MINIATURISATION D’ANTENNES LARGE BANDE
1.INTRODUCTION
2.LES ANTENNES TRES LARGE BANDE
2.1. Les antennes large bande indépendantes de la fréquence
2.1.1. Les spirales
2.1.1.1. Principe de fonctionnement
2.1.1.2. Auto-complémentarité
2.1.1.3. Spirale d’Archimède
2.1.1.4. Spirale logarithmique
2.1.1.5. Spirale sinueuse
2.1.2. L’antenne Vivaldi
2.1.3. L’antenne log-périodique
2.2. Les antennes à section triangulaire.
2.2.1. L’antenne biconique
2.2.2. L’antenne disque-cône
2.2.3. L’antenne bowtie (nœud papillon)
2.3. Les autres antennes
2.3.1. Le cornet nervuré
2.3.2. Les monopoles
2.3.3. L’antenne SHARK
2.3.4. L’antenne « Eleven »
2.4. Tableaux de synthèse et conclusion
2.4.1. Encombrement et polarisation des antennes large bande
2.4.2. Directivité des antennes large bande
2.4.3. Conclusion
3.LES METHODES DE MINIATURISATION
3.1. Méandres sur lignes planaires
3.2. Méandres sur lignes en structure 3D
3.3. Optimisation des surfaces métalliques radiatives
3.4. Spirale entourée par un anneau
3.5. Matériaux diélectriques et magnétodiéletriques
3.6. Tableau de synthèse et conclusion
4.CONCLUSION
CHAPITRE II : ANTENNE SPIRALE ET ANNEAUX RESONNANTS
1.INTRODUCTION
2.DESCRIPTION DES GEOMETRIES
2.1. Motifs d’anneaux
2.2. Empilement d’anneaux
2.3. Bilan des nouveaux paramètres caractérisant la géométrie
3.INFLUENCE DES PARAMETRES
3.1. Logiciel de simulation
3.2. Variation de la longueur de l’anneau
3.2.1. Influence de la résonance de l’anneau sur le |S11| de l’antenne.
3.2.2. Notion de bande de fréquences intermédiaires
3.3. Variation de la hauteur d’un anneau
3.4. Variation du nombre d’anneaux
3.5. Connexion du premier anneau à la spirale
3.6. Variation de la hauteur H d’une antenne à plusieurs anneaux résonnants
4.ETUDE DU RESONATEUR D’ANNEAUX COUPLES SEUL
4.1. Fréquence de résonance du résonateur à anneaux
4.1.1. Schéma équivalent d’un anneau
4.1.2. Simulation de plusieurs anneaux
4.1.3. Résultats et conclusion
4.2. Largeur de bande du résonateur à anneaux
4.3. Conclusion
5.DISCUSSION DE LA METHODOLOGIE GENERALE DE MINIATURISATION
5.1. Démarche d’optimisation de la miniaturisation
5.2. Avantages et inconvénients de la méthode proposée
5.3. Limites de la nouvelle méthode de miniaturisation présentée
6.MEILLEURS CAS DE LA METHODE APPLIQUEE A UNE ANTENNE D’UN METRE DE DIAMETRE
6.1. Dimensions des meilleures configurations et coefficients de réflexion
6.2. Gain maximal, dans l’axe principal
6.3. Taux d’ellipticité dans l’axe principal
7.REMARQUE ANNEXES SUR LA SPIRALE ET LES ANNEAUX RESONNANTS.
7.1. Déphasage des courants des deux brins d’une antenne spirale à l’excitation.
7.2. Fonction réflecteur des anneaux couplés
8.CONCLUSION
CHAPITRE III : REALISATION D’ANTENNES COMPACTES EN BANDE UHF
1.INTRODUCTION
2.CONDITIONS DE REALISATION
2.1. Contraintes fréquentielles et dimensions choisies
2.2. Substrats choisis
3.RESULTATS DE SIMULATION DES ANTENNES REALISEES
3.1. Antennes 0 à 3 anneaux
3.1.1. Caractéristiques géométriques
3.1.2. Choix de l’impédance de référence pour la détermination du coefficient de réflexion en entrée
3.1.3. Résultats de simulation
3.2. Antennes 4 et 5 anneaux
3.2.1. Influence de l’épaisseur du substrat
3.2.2. Résultats de simulation
4.MESURES
4.1. Photographies des maquettes
4.2. Protocole de mesures
4.2.1. Système d’excitation de l’antenne
4.2.2. De-embedding pour la mesure de |S11|
4.2.3. Système de mesure du diagramme de gain et du taux d’ellipticité
4.3. Résultats de mesure
4.3.1. Coefficients de réflexion en entrée des antennes spirales
4.3.1.1. Réduction de la fréquence basse de fonctionnement
4.3.1.2. Pics de résonance multiples et ondes stationnaires
4.3.1.3. Impact de la hauteur des anneaux sur le coefficient de réflexion
4.3.2. Mesure de gain dans l’axe (ș
4.3.3. Mesure de diagrammes de gain
4.3.4. Mesure du taux d’ellipticité
5.CONCLUSION
CHAPITRE IV : REALISATION D’UNE ANTENNE COMPACTE EN BANDE VHF
1.INTRODUCTION
2.DESCRIPTION DE L’ANTENNE VHF REALISEE
2.1. Optimisation de la structure à Ø1m
2.2. Influence du substrat sur une antenne spirale en VHF
2.3. Caractéristiques mécaniques de l’antenne réalisée
2.4. Système de fixation sur le mât de mesure
3.MESURE DU COEFFICIENT DE REFLEXION
3.1. De-embedding
3.2. Configurations de mesure
3.3. Résultats de mesure
3.3.1. Impédance d’entrée de l’antenne spirale VHF
3.3.2. Coefficient de réflexion
3.3.2.1. Mesure de l’antenne VHF dans la configuration n°1
3.3.2.2. Comparaison des configurations n°1 à 4
3.3.2.3. Variation de la hauteur H sur les configurations n°3&4
4.MESURE DES DIAGRAMMES DE DIRECTIVITE
4.1. Protocole de mesure
4.2. Résultats de mesure et interprétations
4.3. Mesures VHF complémentaires afin de valider les hypothèses formulées
5.CONCLUSION
CONCLUSION GENERALE