Antenne – CMA agile en fréquence pour la bande basse LTE

ETAT DE L’ART SUR LA MINIATURISATION DES ANTENNES

INTRODUCTION

Le développement des terminaux mobiles et des applications sans fil embarquées ont conduit à une miniaturisation et à une intégration non seulement de l’électronique, mais aussi des antennes. La Figure I. 1 illustre la photo d’un smartphone Samsung Galaxy intégrant 6 antennes différentes [1] pour différents standards (GPS, Bluetooth, Wifi, GSM). Cependant, contrairement aux pucesélectroniques, la taille de l’antenne pour une application donnée n’est pas liée principalement à la technologieutilisée, mais est déterminée par les lois de la physique : la taille de l’antenne par rapport à la longueur d’onde est le paramètre qui aura une influence prépondérante sur les caractéristiques de rayonnement [2]. Cela découle du fait qu’une antenne est utilisée pour transformer une onde guidée en une onde rayonnée, et vice versa, et on retrouve dans la littérature [2] que pour effectuer cette transformation efficacement, la taille de l’antenne devrait être de l’ordre de demi-longueur d’onde ou plus. Les antennes peuvent, bien sûr, être réduites, mais au détriment de la bande passante et/ou du rendement [2][5].

LIMITES FONDAMENTALES

Les paramètres clefs pour étudier une AEP se concentrent principalement sur la taille de l’antenne, sa bande passante [7][8], son rendement [10] voire sa directivité [11].

FACTEUR DE QUALITE

Miniaturiser une antenne consiste à trouver un compromis entre les dimensions minimales souhaitées et les performances acceptées en termes de rendement de rayonnement et de bande passante. Evaluer le facteur de qualité Q de l’antenne permet d’établir les limites théoriques des antennes miniatures en termes de performances. Le facteur de qualité Q, défini comme étant le rapport entre l’énergie maximale stockée dans l’antenne et la puissance totale rayonnée, peut s’écrire sous la forme suivante [7] :

MODIFICATION DE LA GEOMETRIE

La façon la plus répandue pour miniaturiser une antenne est de modifier sa forme géométrique en utilisant des fentes, des repliements ou des courts-circuits. Nous énumérons dans ce paragraphe différentes structures d’antennes miniatures reposant sur la modification de la géométrie.

AJO UT DE FENTES

L’une des techniques mises en œuvre pour allonger le chemin électrique des courants est l’introduction de fentes dans la structure rayonnante. Cette technique permet non seulement de forcer les courants à contourner les fentes inscrites et donc allonger leur parcours, mais aussi d’induire des effets capacitifs et inductifs modifiant l’impédance d’entrée de l’antenne [12]. La Figure I. 7 correspond à la structure étudiée par C. DELAVEAUD et al. [13]. Il s’agit d’une antenne de type filplaque miniaturisée grâce à l’introduction d’une fente sur le toit de l’antenne. En agissant sur la position et sur la longueur et/ou largeur de la fente, la capacité du toit de l’antenne est modifiée ;  plus la fente est longue et plus la fréquence de résonance diminue. L’ajout d’une fente sur le toit capacitif a permis de miniaturiser l’antenne jusqu’à 42% soit une taille finale de λ0/11.5 × λ0/11.5 × λ0/80.6

AJOUT DE COURT – CIRCUIT

Une autre technique de miniaturisation, souvent utilisée en technologie imprimée, consiste à introduire un ou plusieurs courts-circuits entre l’élément rayonnant et le plan de masse. En regardant la distribution du champ électrique du premier mode de résonnance du patch rectangulaire (lorsque L=λ/2), on constate que celui-ci est maximal et opposé en phase sur les deux bords rayonnants et s’annule au milieu de la longueur résonante (en x=L/2), comme montré sur la Figure I. 9(a). Cela signifie qu’en positionnant un mur électrique, formé par un conducteur métallique, qui court-circuite le patch en son milieu et en ne gardant qu’une partie du patch, la structure peut être réduite de moitié et on obtient donc une antenne de longueur égale à λ/4 (voir Figure I. 9(b)) communément appelée « Planar Inverted-F Antenna », en anglais (PIFA).

AJOUT DE CHARGES LOCA LISEES

Les techniques citées précédemment concernant la modification de la géométrie de l’antenne sont équivalentes à un ajout soit d’une charge localisée, soit d’un morceau de ligne conductrice (capacitif ou inductif). Ces techniques ont également pour objectif l’augmentation artificielle de la longueur électrique de l’antenne et donc une diminution de sa fréquence de résonance [20]. Pour les composants discrets, trois types peuvent être utilisés, les charges résistives, capacitives ou encore inductives. L’inconvénient de cette technique est l’introduction de pertes ohmiques et donc la dégradation du rendement de rayonnement de l’antenne. Dans [21], les auteurs proposent une antenne miniature inspirée d’une IFA (Inverted F-Antenna en anglais) chargée par une capacité imprimée, utilisée pour réduire ses dimensions (rayon de λ0/28 à la fréquence de résonance de 433 MHz). Cette AEP présente un rendement de rayonnement pouvant atteindre 53%. Par la suite, l’utilisation d’une capacité localisée en remplacement de la capacité imprimée initiale a été étudiée afin d’améliorer le rendement de rayonnement de l’antenne [22]. Un gain d’une dizaine de pourcent maximum a été obtenu. En combinant l’optimisation de la largeur de piste [22] et le chargement par une capacité mixte distribuée et localisée, une augmentation significative du rendement de rayonnement de cette antenne miniature a été obtenue (passant de 18% à plus de 60%).

LES ANTENNES BASEES SUR DES METAMATERIAUX DE TYPE CRLH TL

La théorie de la ligne de transmission est une approche pour décrire les métamatériaux en fonction des paramètres du circuit [26]. Le concept de métamatériaux CRLH TL est théorisé et construit sur la base de cette approche [50]. Cette solution a été adoptée comme un outil d’analyse puissant pour la compréhension et la conception des dispositifs à base de métamatériaux.
Le schéma du circuit équivalant d’une cellule unitaire symétrique d’une ligne CRLH est représenté sur la Figure I. 13 (Afin de simplifier le modèle, les pertes sont négligées). La capacité série (? ? ) et l’inductance parallèle (? ? ) contribuent à l’effet main gauche quant à l’inductance série (? ? ) et la capacité parallèle (? ? ) elles contribuent à l’effet main droite. La Figure I. 13(a) présente le modèle de type T où les capacités (? ? ) de la main gauche sont situées sur les deux extrémités. La Figure I. 13(b) présente modèle de type π avec la capacité (? ? ) de la main gauche au centre.

LES ANTENNES META-RESONATRICES

Les antennes méta-résonatrices sont de véritables exemples d’antennes inspirées des métamatériaux, car elles consistent habituellement en quelque ou une seule inclusion de métamatériaux. Les antennes utilisant directement les méta-résonateurs, en particulier la SRR et la CSRR, ont été largement utilisées pour synthétiser des métamatériaux. Les applications de SRR et CSRR pour miniaturiser des composants micro-ondes et diverses antennes ont été largement étudiées [40], [41], [42], [43].
Comme le montre la Figure I. 17 [43] ci-dessous, une AEP peut être composée de deux résonateurs SRR formant un dipôle rayonnant Les deux SRR identiques sont imprimés symétriquementsur les côtés opposés d’un Substrat FR4 de 0.8 mm d’épaisseur pour former les bras dipolaires. Grâce à la synthèse d’une valeur de perméabilité négative sur une certaine bande de fréquence, une structure SRR peut générer des résonances aux longueurs d’ondes qui sont beaucoup plus grandes que sa propre taille. En plus l’introduction des capacités discrètes entre les plus grands et les plus petits anneaux permet d’améliorer le couplage et donc réduire davantage la fréquence de résonance de la structure. Cette antenne présente finalement une taille de : λ0/9 × λ0/18 × λ0/838 à la fréquence de fonctionnement de 446 MHz, ce qui correspond à un ka de 0,36. Elle est caractérisée par une bandepassante mesurée à -6 dB de 2%. Le gain mesuré est de -1.24 dBi.

INFLUENCE DES DIFFERENTS PARAMETRES GEOMETRIQUES D’UNE ANTENNE NFRP

Les degrés de liberté et d’ajustement d’une antenne NFRP sont nombreux : dimensions géométriques des deux éléments (dipôles), permittivité du substrat, épaisseur du substrat, etc. Dans ce paragraphe nous allons étudier l’influence de chacun de ces paramètres. Le substrat utilisé est un Rogers Duroid 5850 de permittivité εr=2.2 et de tangente de pertes tanδ=9×10 -4 dont l’épaisseur est de 0.787 mm. Les parties métalliques sont en cuivre de conductivité 5.8×10 7 S/m et d’épaisseur 35 μm.
Les dimensions de l’élément NFRP sont données dans Figure I. 22 et sont résumées dans le tableau I-1. Avec ces dimensions géométriques l’antenne fonctionne à 1.57 GHz avec un ka=0.49

INFLUENCE DE LA VALEUR DE PERMITTIVITE DU SUBSTRAT

Afin d’estimer l’effet de la permittivité, les performances de l’antenne présente ont été étudiées pour différentes valeurs de la permittivité εr avec une tangente de pertes fixée à 9×10 -4 . La Figure I. 39 présente l’évolution de l’impédance d’entrée de l’antenne et de son coefficient de réflexion pour différentes valeurs de permittivité de 2 à 2.6 avec un pas de 0.2. L’augmentation de la valeur de la permittivité du substrat implique un décalage de la fréquence de résonance vers les plus basses fréquences. Ceci semble cohérent puisque l’augmentation de la permittivité du substrat induit une diminution de la longueur d’onde guidée. A dimensions identiques, celles-ci paraient plus grandes électriquement, ce qui implique la diminution de la fréquence de résonance.

MODIFICATION DE LA GEOMETRIE DU MOTIF ELEMENTAIRE

Comme illustré sur la Figure II. 2(b) et l’équation II .2, la fréquence de résonance de la cellule élémentaire est liée au produit d’une valeur d’inductance et d’une valeur de capacité. Il est donc naturel de modifier l’un ou l’autre de ces paramètres. On retrouvera dans [19] [20], un effet capacitif magnifié, entre deux cellules adjacentes, par l’introduction de capacités interdigitées. Dans [21], l’utilisation des formes spirales ou des lignes méandrées permet de rallonger le chemin de courant dans la cellule élémentaire et ainsi augmenter la valeur de l’inductance équivalente.
Par exemple, dans [19], les auteurs ont utilisé des capacités Interdigitées (CI) pour réaliser leur surface CMA présentée sur la Figure II. 6(a). Elle est réalisée sur du Rogers RO3003 (εr = 3, tan δ= 0.001) d’une épaisseur de 1.51 mm. La période de la cellule est de 15 mm soit λ0/7.5 à la fréquence 2.66 GHz.
La Figure II. 6(b) affiche une comparaison de la phase de coefficient de réflexion simulée et mesurée.
La fréquence de résonance simulée, pour une structure infinie, est à 2.66 GHz avec une bande passante de 189 MHz (7.1%) et un décalage de 9% par rapport à la mesure. Dans un deuxième exemple, les auteurs dans [20] combinent un effet inductif avec l’effet capacitif des capacités interdigitées pour miniaturiser la cellule unitaire du CMA proposé (cf. Figure II. 7). La périodicité de la cellule est de 4.2mm soit λ0/12 à 6.2 GHz. La permittivité du substrat utilisée est de 3.38 avec une épaisseur de 1.52 mm. La simulation avec une onde plane sous incidence normale montre une fréquence de résonance à 6.2 GHz avec une bande passante de 275 MHz (4.4%).

COUPLAGE CAPACITIF PAR SUPERPOSITION DE COUCHES

La deuxième technique pour réduire la période des cellules unitaires, consiste à utiliser des structures multicouches visant à augmenter le couplage entre les motifs. Ainsi dans [22], les auteursmontrent qu’empiler des réseaux de motifs carrés en quinconce d’une couche à l’autre permet d’atteindre des niveaux de miniaturisation assez élevés. Comme le montre la Figure II. 9, un CMA multicouche non décalé conduit par exemple à une périodicité des cellules élémentaires en λ0/37 avec une bande passante de l’ordre de 12% pour un nombre de couches n = 11. En revanche, le même motif périodique CMA multicouches en quinconce peut conduire à une période du réseau en λ0/60 présentant 10% de bande passante avec seulement 6 couches (n = 6). Ce type d’empilement peut être assimilé à un matériau à forte permittivité d’où la miniaturisation effectuée.
Dans un récent travail [23], nous retrouvons une SHI double couche avec une cellule unitaire de période de 11.5 mm (λ0/10) à 2.68 GHz. Elle est conçue sur deux substrats différents. Le plus mince est un Rogers RO4003 (h1=0.508 mm, ϵr1=3.38, tan δ1=0.0027). Le deuxième est un FR4 (h2=1.5 mm, ϵr2=4.3) comme illustré sur la Figure II. 10(a). Le CMA a été réalisé et caractérisé (cf. Figure II. 10(b)).

UTILISATION DE COMPOSANTS DISCRETS OU ACTIFS

Une dernière technique pour la miniaturisation des CMA, est basée sur l’utilisation de capacités localisées en surface. Dans [24] les auteurs ont conçu un CMA double bande centré sur 430 MHz et 900 MHz. La période de la cellule carrée élémentaire mesure 10 mm soit λ0/70 à 450 MHz, grâce à la présence des capacités C1 et C2 qui fixent les fréquences hautes et basses respectivement. La bande passante, très limitée, est de 2%. Ces résultats sont illustrés Figure II. 11. La publication [25] explore la même piste pour la miniaturisation. Un CMA a été réalisé pour une antenne miniature à faible profil.
La cellule unitaire, basée sur un motif carré avec des capacités localisées C=13 pF entre deux, affiche une périodicité de 20 mm (λ0/34) sur un substrat FR4 de 6.4 mm d’épaisseur. La Figure II. 12 illustre la phase du coefficient de réflexion pour une cellule simulée à l’infini. Le zéro de phase correspond à la fréquence de 445 MHz avec une bande passante de 4.7%. Si la solution d’introduire des capacitéssur la partie supérieure du motif est séduisante, elle peut amener des inconvénients potentiels lorsque la source (l’excitateur) est très proche. Par exemple un couplage mutuel non maitrisé du fait de la dispersion des composants/fabricants pourrait se manifester pour certaines valeurs visées. De même introduire une agilité sur ces structures demande à ramener, proche de la source, des éléments actifs qui peuvent engendrer des perturbations dans la chaine RF (harmoniques par exemple).

CARACTERISATION DU COEFFICIENT DE REFLEXION EN SIMULATION

Dans un premier temps, une simulation électromagnétique 3D, basée sur la théorie de Floquet [26], a été conduite pour simuler le comportement du CMA supposé infini. Elle consiste à utiliser les conditions aux limites périodique (PBC) de type Maître-Esclave afin de simuler un réseau infini de cellules élémentaires et d’éclairer la surface à l’aide d’un port de Floquet simulant une excitation par une onde plane (cf. Figure II. 14(a)). L’avantage de cette méthode est qu’elle permet d’évaluer le comportement de la structure pour des angles d’incidence allant de 0° à 90° en paramétrant directement le port de Floquet. La fréquence de résonance est obtenue lorsque la phase du coefficientest égale à 0°.

COMPARAISON DES RESULTATS DE SIMULATIONS, ANALYTIQUES ET EXPERIMENTAUX

La Figure II. 19 présente une comparaison de la simulation infinie (théorie de Floquet) avec le résultat issu du modèle analytique proposé par SIEVENPIPER [5], pour une CMA composée uniquement de pastilles carrées (cf. Figure II.13). La fréquence de résonance du CMA simulée avecla théorie de Floquet est de 920 MHz et sa bande passante, pour une phase comprise entre -90° et 90°, est de 100 MHz (10.4%). En revanche le résultat issu du modèle analytique estime une fréquence de résonance à 960 MHz soit une déviation de 4.2% par rapport à la simulation avec les ports de Floquet et avec une bande passante de 9.2%.
Sur la Figure II. 20, la simulation de la structure finie (configuration quasi SER sous HFSS) est comparée à celle infinie (conditions aux limites périodiques et port de Floquet). La phase nulle du coefficient de réflexion pour la structure finie (courbe verte) est à 940 MHz, ce qui signifie un écartde 2% par rapport à la structure finie (courbe rouge, f0 = 920 MHz). Le CMA affiche une bande passante de 80 MHz qui représente 8,5% pour les deux cas de simulation. La bonne concordance et le très faible écart entre la structure finie et infinie peut se justifier vue la taille importante de la structure finie (trèsproche de λ0 × λ0).
La Figure II. 21 illustre une comparaison des deux techniques de mesure avec la simulation la plus réaliste (surface finie) de la phase du coefficient de réflexion du CMA classique. Les résultats des mesures sont quasi identiques pour les deux techniques utilisées. La fréquence de fonctionnement du prototype fabriqué est f0 = 967 MHz, ce qui signifie un écart de 2.8% par rapport à la simulation finie (940 MHz). La bande passante mesurée est de 91 MHz (9,4%) en accord avec la valeur simulée (8.5%).

Table des matières

Remerciements 
Table des matières
Introduction Générale 
Chapitre I : Les antennes miniatures
1. Introduction
2. Etat de l’art sur la miniaturisation des antennes
2.1. Introduction
2.2. Définition
2.3. Limites fondamentales
2.4. Les techniques de miniaturisation
2.5. Introduction aux antennes miniatures à base de métamatériaux
3. Etude complète de l’antenne NFRP
3.1. Présentation
3.2. Influence des différents paramètres géométriques d’une antenne NFRP
4. Caractérisation d’un prototype NFRP seul
4.1. Conception
4.2. Impédance d’entrée
4.3. Diagramme en gain
4.4. Rendement de rayonnement
5. Conclusion
Références du chapitre I
Chapitre II : Les Conducteurs Magnétiques Artificiels compacts
Introduction
Etat de l’art sur la miniaturisation des CMA
2.1. Généralités et théorie sur les CMA
2.2. Miniaturisation de CMA
Validation des méthodes numériques et expérimentales à partir d’un CMA conventionnel
3.1. Conception et simulations du CMA conventionnel
3.2. Modélisation analytique
3.3. Caractérisation expérimentale
3.4. Comparaison des résultats de simulations, analytiques et expérimentaux
Nouvelle approche pour la miniaturisation de CMA
4.1. Topologie de réseau d’interconnexion
4.2. Description de la technique proposée
4.3. CMA pastille carrée avec réseau d’interconnexion
4.4. CMA spirale carrée avec réseau d’interconnexion
Conclusion
Références du chapitre II
Chapitre III : Antenne sur CMA compact 
1. Introduction
2. Etat de l’art des antennes miniatures sur CMA compacts
3. Validation d’un dipôle simple sur un CMA standard
4. Etude dipôle demi-onde sur CMA (patch carré + méandres)
4.1. Dipôle sur CMA Moyen
4.2. Dipôle sur CMA petit
5. Etude de la NFRP sur le CMA compact (spirale carrée + capacités)
v Introduction Générale
5.1. CMA avec capacité imprimée
5.2. CMA avec capacités localisées
6. Conclusion
Références du chapitre III
Chapitre IV : Antenne – CMA agile en fréquence pour la bande basse LTE
1. Introduction
2. Etat de l’art sur l’agilité en fréquence des systèmes antennaires
2.1. Agilité en fréquence des antennes
2.2. Agilité en fréquence des CMA
2.3. Agilité en fréquence de l’association antenne – CMA
3. Etude agilité de l’antenne NFRP pour le standard NB-IoT dans la bande basse LTE
3.1. Charge capacitive idéale
3.2. Charge capacitive réelle
3.3. Introduction d’une deuxième capacité sur l’élément excitateur
4. Etude de l’agilité du CMA sur la bande basse LTE
4.1. Etude et simulation de la structure infinie
4.2. Etude et simulation de la structure finie
5. Etude de l’agilité fréquentielle du système NFRP – CMA
5.1. Co-Simulation
5.2. Simulation du système NFRP – CMA à 700 MHz
5.3. Caractérisation expérimentale
6. Conclusion
Références du chapitre IV
Conclusion Générale 
Rappel de l’objectif de la thèse 
Bilan des travaux 
Perspectives et travaux futurs
Annexes 
A. Etude de la SER du Support
B. Fiches techniques des composants utilisés
Bibliographie de l’auteur
Résumé 

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