Amplificateurs pour la simulation PHIL

Convertisseur MMC

Description de la topologie

La topologie de convertisseur multiniveau MMC a d’abord été proposée par Lesnicar et Marquardt (2003). Elle est dérivée de la topologie Cascaded H-Bridge (CHB), où des sources CC isolées sont connectées à des ponts en H pour créer les niveaux. La nécessité de fournir ces sources isolées limite le champ d’application de la topologie CHB (Franquelo et al., 2008).

Dans le cas du MMC, les condensateurs sont flottants, ce qui résout ce problème. Par contre, un algorithme de balancement de la tension de ces condensateurs doit être prévu dans le contrôle.

Dans un MMC, chaque tension de phase est fournie par la combinaison de deux bras. Chacun est composé d’une série de sous-modules et d’une inductance. Le bras qui est connecté à la polarité positive du bus CC sera appelé bras supérieur et l’inverse bras inférieur. Le sous-module (SM), dans la version de base, est composé d’un demi-pont (half-bridge) de transistors connecté à un condensateur flottant. Une variante de la topologie utilisant un pont en H (full-bridge) permet un fonctionnement comme convertisseur CA-CA (Glinka et Marquardt, 2005) .Le premier avantage justifiant l’utilisation d’une topologie multiniveau est la réduction du contenu harmonique sur la forme d’onde CA d’un convertisseur CC-CA (Lesnicar et Marquardt, 2003). Cela permet de réduire, voire de supprimer totalement, le filtre normalement requis en sortie. De plus, la configuration modulaire du MMC permet l’usage de semi-conducteurs de moyenne tension standards, étant donné le niveau de tension réduit pour chaque cellule (Franquelo et al., 2008). Cela réduit le coût de fabrication et augmente la fiabilité des modules. De plus, cela permet une mise à l’échelle simplifiée du convertisseur pour différents niveaux de puissance et de tension. Il est possible d’ajouter ou de soustraire des sous-modules sans avoir à recommencer la conception interne de ces derniers.

Actuellement, la principale application du MMC réside dans le domaine de la transmission CC haute tension ou High Voltage Direct Current (HVDC). Un des avantages du MMC dans ce domaine est qu’il peut être connecté à des points de réseaux dits faibles, c’est-à-dire là où la puissance de court-circuit est basse (Dorn et al., 2011). Des applications dans le domaine des filtres actifs sont aussi possibles. Dans ce cas, la connexion à un bus CC n’est pas nécessaire et il est possible de n’utiliser qu’un seul bras par phase (Korn et al., 2012).

Algorithme de contrôle

Le premier objectif d’une commande de MMC est d’équilibrer la tension des condensateurs de façon à les maintenir dans une plage de fonctionnement acceptable. Cela implique qu’une mesure de la tension de chaque sous-module doit être faite. À partir de ces mesures, il existe deux techniques pour effectuer la régulation de la tension. La première, proposée par Les-nicar et Marquardt (2003). Elle consiste à effectuer un tri des mesures obtenues pour l’ensemble d’un bras. Cette méthode permet de déterminer la cellule ayant la tension la plus basse et celle ayant la plus haute dans le bras. Cette information, combinée avec le sens du courant, permet au contrôle de décider quelle cellule devrait être insérée ou retirée. L’avantage de cette technique est qu’elle n’implique pas de boucle de rétroaction, elle demeure donc stable en toutes conditions (Huang et al., 2013). L’inconvénient est qu’elle ne peut pas être exécutée localement, car un contrôleur central recevant toutes les mesures est requis pour effectuer le tri. Cela impose un débit élevé de données à transmettre et demande une capacité de calcul accrue. Une méthode alternative, est proposée par Hagiwara et Akagi (2009). Elle consiste à appliquer une boucle de régulation locale de la tension qui apporte une légère correction sur une référence globale distribuée à tous les sous-modules. Cette méthode demande aussi une mesure de la direction du courant dans le sous-module. La modulation y est réalisée localement, ce qui réduit les contraintes sur le lien de communication.

Cette première analyse de la commande souligne l’importance de la communication dans le convertisseur MMC. Le protocole EtherCAT a été étudié par plusieurs auteurs, car son caractère déterministe permet le contrôle d’un procédé en temps réel. Une étude de la stabilité d’une commande distribuée, basée sur ce protocole, est présentée par Huang et al. (2013) et une méthode de synchronisation des sous-modules, basée sur celui-ci, est présenté par Toh et Norum (2013). L’utilisation d’un réseau de communication permet une réduction du nombre d’entrées et sorties requises sur le contrôleur central. Cette réduction peut être souhaitable, puisque les convertisseurs MMC industriels peuvent compter plusieurs centaines de sous-modules par phase (Dorn et al., 2011).

Simulation de type Power Hardware-in-the-Loop

Une des applications de la simulation temps réel est de procéder à la validation des contrôleurs d’un système en cours de conception. L’avantage de cette technologie est que les tests peuvent s’effectuer rapidement dans le cycle de conception (Lentijo et al., 2010). La première étape dans ce type de simulation consiste à valider le contrôleur physique (système embarqué) à partir d’un simulateur temps réel qui reproduit le comportement du procédé grâce à un modèle numérique. Cette technique est appelée Hardware-in-the Loop (HIL), puisque le contrôleur réel, ou Unit Under Test (UUT), est testé au niveau matériel (Lentijo et al., 2010). Ce principe peut être ensuite étendu à l’électronique de puissance grâce au concept de simulation PHIL. Pour ce type de simulation, une interface est ajoutée afin de pouvoir valider le circuit de puissance d’un système. Cette interface doit être en mesure de reproduire le comportement de la charge qu’il est prévu de raccorder, qui est généralement un moteur électrique. L’avantage de cette technique est qu’elle amène plus loin le niveau de validation d’une conception sans demander l’installation d’un banc de test coûteux (Grubic et al., 2010). De plus, elle permet de simuler des cas de faute qui pourraient être impossibles à réaliser de façon sécuritaire sur un banc de test mécanique conventionnel.

Pour réaliser une simulation PHIL, le simulateur temps réel doit être couplé à un amplificateur de puissance qui permet de transférer les signaux du modèle. Cet amplificateur doit offrir une bande passante adaptée au modèle à simuler et avoir une capacité de faire circuler la puissance de façon bidirectionnelle (Gong et al. (2011) et Grubic et al. (2010)). Ce requis provient du fait qu’une telle simulation se fait généralement au niveau de la charge, ce qui implique que la puissance est transférée vers l’amplificateur.

Amplificateurs pour la simulation PHIL

Pour utiliser un convertisseur comme amplificateur de puissance, une analyse de la distorsion et de la bande passante est requise. Dans les applications de conversion de puissance traditionnelles, comme le contrôle de moteur ou les redresseurs actifs, la transformation de référentiel de Park (Gabriel et al., 1980) est utilisée pour permettre le contrôle de la valeur moyenne efficace d’un courant sinusoïdal plutôt que sa valeur instantanée. Cela supprime le besoin d’un contrôle accomplissant une poursuite parfaite de la forme d’onde, ce qui réduit la bande passante requise. Cette simplification n’est pas possible dans une application d’amplificateur, puisque le signal n’est pas forcément une sinusoïde à fréquence constante.

Les amplificateurs offrant la meilleure bande passante sont ceux de type linéaire (Gong et al., 2011). Dans ces amplificateurs, les transistors sont utilisés pour amplifier un signal dans leur zone de fonctionnement linéaire. Or, cette zone de fonctionnement implique qu’une grande quantité de puissance doit être dissipée par les transistors, ce qui limite l’efficacité du système et empêche son utilisation dans des applications à forte puissance (Gong et al., 2011). La solution à ce problème est d’utiliser un amplificateur classe D qui opère le pont de transistors en commutation pour générer le signal de puissance. Le cas le plus simple est un amplificateur basé sur une modulation par largeur d’impulsion ou Pulse Width Modulation (PWM) de 2 niveaux.

L’efficacité est augmentée par le fait que les transistors sont utilisés comme interrupteurs, ce qui génère moins de pertes. L’inconvénient de cette technique est que le signal doit être filtré, car la modulation PWM introduit des harmoniques de commutation qui vont dégrader le signal de sortie. Un filtre passe-bas doit être ajouté afin de récupérer le signal correctement, mais cela se fait au prix d’une réduction de la bande passante .

Modulation multiniveau

La distorsion d’un signal modulé par un convertisseur multiniveau varie en fonction de la technique de modulation utilisée (Wu, 2006). Il existe deux techniques principales basées sur la modulation PWM de base. La première, nommée In-Phase Disposition Pulse Width Modulation (IPD-PWM), est une modulation par niveau où une seule cellule est en commutation alors que les autres conservent un état défini. La deuxième technique est appelée Phase-Shifted Pulse Width Modulation (PS-PWM). Cette technique implique un déphasage temporel des différentes por-teuses de niveaux. Cela produit une modulation uniforme sur tous les niveaux et déphasée uniformément sur une période.

Une analyse comparative de ces méthodes a été menée par Wu (2006). Il en ressort que la modulation IPD-PWM produit le niveau de distorsion le plus faible, pour un nombre de commutations égal à la technique PS-PWM. Cependant, dans le cas d’une commutation à une fréquence égale, la technique PS-PWM produit des harmoniques de commutation à des rangs largement plus élevés. Ces harmoniques comportent l’avantage d’être facilement filtrés, puisque l’atténuation d’un filtre augmente généralement avec la fréquence. Dans le cas d’un convertisseur MMC, la technique PS-PWM est la plus adaptée pour réaliser un contrôle distribué (Huang et al., 2013). Par contre, la technique IPD-PWM permet une réduction du nombre de commutations, ce qui est souhaitable dans une application de haute puissance. Dans le cas des MMC haute tension, où l’on retrouve plusieurs centaines de niveaux par phase, il est possible d’avoir recours à une troisième technique, la modulation Nearest-Level, où aucune porteuse n’est utilisée (Tu et Xu, 2011).

Exemples de maquettes MMC

Il est maintenant temps de se concentrer sur le sujet plus précis de ce mémoire, c’est-à-dire la conception d’une maquette de convertisseur MMC. Plusieurs travaux de recherche sur ce type de convertisseur ont été appuyés par des maquettes et prototypes de différentes envergures.

La maquette produite par Siemaszko et al. (2010) a été utilisée dans plusieurs publications. Cette maquette compte 5 sous-modules half-bridge de 100 VCC par bras pour un bus CC de 500 VCC. Le contrôle est réalisé à l’aide d’un Digital Signal Processor (DSP) et les signaux sont acheminés par plusieurs fibres optiques de type VersaLink pour chaque sous-module. La puissance totale du prototype est de 10 kW.

Un prototype plus récent a été construit par Clemow et al. (2014). Cette maquette permet un fonctionnement dans la topologie MMC, mais aussi en Alternate Arm Converter (AAC). Elle comporte 10 niveaux de 150 VCC par bras, ce qui donne un 1500 VCC du côté du bus CC.

Les cellules sont construites à partir de transistors Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) pour reproduire plus fidèlement une cellule MMC industrielle. De plus, la tension relativement plus élevée de ce prototype est justifiée par le fait que les concepteurs veulent limiter l’impact de la chute de tension dans les transistors sur la tension du sous-module. L’utilisation comme convertisseur AAC impose des cellules de type full-bridge. Le contrôle est réalisé à partir d’un simulateur temps réel de Opal-RT (OP5600) via des fibres optiques. La puissance totale du prototype est de 15 kW.

Un autre prototype de 10 kW construit par Serbia (2014) est basé sur des transistors IGBT. Cette maquette comporte 3 cellules par bras, à une tension de 200 VCC chacune pour un bus CC de 600 VCC. La topologie des cellules est half-bridge et les signaux de commande sont acheminés par fibre optique. Le contrôleur est un simulateur temps réel de Opal-RT (OP5600).

Table des matières

INTRODUCTION
CHAPITRE 1 MISE EN CONTEXTE 
1.1 Convertisseur MMC
1.1.1 Description de la topologie
1.1.2 Algorithme de contrôle
1.2 Simulation de type Power Hardware-in-the-Loop
1.3 Amplificateurs pour la simulation PHIL
1.4 Modulation multiniveau
1.5 Exemples de maquettes MMC
1.6 Récapitulatif
CHAPITRE 2 ANALYSE DU SYSTÈME À CONCEVOIR
2.1 Spécification de base de la maquette MMC
2.2 Analyse de l’utilisation en tant qu’amplificateur classe D multiniveau
2.2.1 Analyse des harmoniques de commutation
2.2.2 Analyse de l’impact du délai de la commande sur la réponse en fréquence
2.2.3 Bilan des analyses
2.3 Présentation du système
2.4 Architecture de commande
2.4.1 Microprocesseur
2.4.2 FPGA
2.4.3 Comparaison des DSP avec les FPGA
2.4.4 Interface de commande avec le simulateur temps réel
2.5 Réseaux de communication
2.5.1 Topologies de réseaux
2.5.2 Technologies de réseaux multipoints
2.5.3 Discussion des besoins matériels et performances
2.5.4 Création d’un module local de contrôle
2.6 Ébauche mécanique du convertisseur
2.7 Choix du contrôleur pour le module déporté
2.8 Récapitulatif
CHAPITRE 3 CONCEPTION DU LIEN DE COMMUNICATION VERS LE MODULE DE CONTRÔLE LOCAL
3.1 Transmission série
3.2 Sélection de l’interface physique de transmission
3.2.1 Types de signaux
3.2.2 Médiums physiques et transmetteurs
3.2.3 Sélection et discussion des choix
3.2.4 Validation expérimentale
3.3 Protocoles disponibles pour la transmission série point à point
3.4 Protocole de communication de l’OP4510 vers la carte de contrôle local
3.4.1 Conception du DES avec module CDR sur le MachXO2
3.4.2 Discussion sur les contraintes de timing
3.4.3 Conception du SER final sur la carte prototype et sur OP4510
3.4.4 Résultats expérimentaux du module CDR réalisé sur le MachXO2
3.5 Protocole de communication de la carte de contrôle local vers l’OP4510
3.5.1 Conception du SER sur le MachXO2
3.5.2 Conception du DES par oversampling sur le OP4510
3.6 Récapitulatif
CHAPITRE 4 CONCEPTION DE LA CARTE DE SOUS-MODULE 
4.1 Placement préliminaire et blocs fonctionnels
4.2 Conception de la banque de condensateurs
4.2.1 Choix de la technologie de condensateur
4.2.2 Sélection d’un modèle de condensateur et évaluation de la durée de vie
4.2.3 Disposition mécanique des condensateurs
4.3 Conception du pont de transistors
4.3.1 Sélection des transistors
4.3.2 Conception du radiateur
4.3.3 Circuit d’attaque de grille
4.3.4 Optimisation de l’oscillation de commutation
4.4 Conception du convertisseur d’alimentation isolée
4.4.1 Choix de la topologie
4.4.2 Conception du transformateur planaire
4.4.3 Performances obtenues
4.5 Circuits de mesure
4.6 Récapitulatif
CHAPITRE 5 INTÉGRATION DU SYSTÈME
5.1 Conception du boîtier métallique
5.1.1 Analyse thermique par CFD à l’aide de SOLIDWORKS
5.2 Compatibilité électromagnétique (EMI)
5.2.1 EMI conduit en mode commun
5.2.2 EMI conduit en mode différentiel
5.2.3 Conception de la carte de filtre de sortie
5.3 Isolation et sécurité
5.4 Carte de contrôle local
5.5 Commande locale et protections
5.5.1 Contrôle des sous-modules
5.5.2 Protection locale
5.6 Récapitulatif
CHAPITRE 6 APPLICATION EXPÉRIMENTALE DU PROTOTYPE 
6.1 Validation expérimentale du fonctionnement en mode MMC
6.1.1 Réalisation du contrôleur sur FPGA dans le OP4510
6.1.2 Topologies de test utilisées
6.1.3 Résultats expérimentaux en mode triphasé
6.2 Évaluation du fonctionnement en mode amplificateur
6.3 Discussion
CONCLUSION
RECOMMANDATIONS

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