AMPLIFICATEUR À FAIBLE BRUIT PRINCIPES DE BASE

Conception d’un amplificateur à faible bruit

Dans le design d’un amplificateur, on trouve principalement trois approches de conception :

1 – Une conception pour un gain maximum en régime petit signal. Dans ce cas de figure l’adaptation est accomplie aux conjugués des charges, * in S Γ =Γ et * out C Γ =Γ , calculés à l’aide des paramètres S, pour assurer le transfert maximal de puissance en régime petit signal.

2 – Une conception pour un maximum de puissance en sortie, dans ce cas de figure la droite de charge en sortie est optimisée pour maximiser la puissance à la fréquence fondamentale (Cripps, 1999, p. 12).

3 – Une conception pour un bruit minimum, dans ce cas de figure l’adaptation est calculée suivant le coefficient réflexion minimum de bruit S opt Γ =Γ , le bruit est ainsi minimisé aux dépens du gain.

Cependant, l’apparence simple de la structure d’un LNA est trompeuse. En effet, l’architecture à vue d’oeil parait facile à concevoir, mais les compromis du design compliquent la conception. D’une part, l’adaptation simultanée, au bruit à l’entrée et au gain à la sortie, engendre des réseaux d’adaptation plus complexes. D’autre part, la plage dynamique à atteindre est souvent limitée par la faible tension d’alimentation utilisée et le maximum de consommation en courant permis. Entre autres, le LNA doit fournir un gain suffisant, c’est-à-dire, de sorte à réduire au minimum les contributions au bruit des dispositifs qui suivent dans la chaine d’amplification. Néanmoins, le gain maximal tolérable est limité par les besoins de linéarité de la chaine de réception (Chang et Knovel (Firme), 2005). En résumé, les points importants à prendre en considération dans le design d’un amplificateur à faible bruit sont : la stabilité, la figure de bruit, le gain en puissance, la largeur de bande et la consommation en puissance DC.

Dans la plupart des conceptions, le minimum de bruit, le maximum de gain en puissance, la stabilité et les coefficients de réflexion ou le taux d’onde stationnaire (TOS) ne peuvent s’accorder pour les mêmes impédances de source ( S Z ) et de charge ( C Z ) présentées respectivement à l’entrée et à la sortie de l’amplificateur. Toutefois, du moment que le facteur de bruit est le paramètre à optimiser dans la conception d’un LNA, on est souvent confronté au compromis du choix d’impédances à présenter. Ce qui engendre des sacrifices dans les performances du gain et des adaptations à l’entrée et à la sortie. L’abaque de Smith nous permet de visualiser et faire le choix approprié pour optimiser la figure de bruit, sans pour autant trop détériorer les autres performances en gain et en adaptation. Pour cela, il faut tracer les cercles de bruit, les cercles de gain et les cercles de stabilité sur le même abaque, tel que présenté à la Figure 1.12, et ainsi avoir une idée plus claire sur le choix des impédances à présenter à l’entrée et à la sortie de l’amplificateur.

Coupleur à lignes couplées

On peut réaliser un coupleur à partir de deux lignes couplées, Figure 2.4(c). Ces deux sections parallèles de ligne micro-ruban sont couplées sur une longueur physique de 4 , (Cohn et Levy, 1984). En injectant un signal à l’entrée d’une ligne qui se trouve à proximité d’une seconde ligne qui lui est parallèle, une partie de ce signal injecté passe sur la seconde ligne par le phénomène de couplage du champ électromagnétique. Cela est dû à la coexistence de deux modes de propagation TEM sur chacune des lignes. Ces deux modes, appelées mode paire (even mode) et mode impaire (odd mode), illustré à la Figure 2.5, présentent différentes constantes de propagation, différentes vitesses de propagation et différentes impédances caractéristiques (Hoffmann et Howe, 1987). Figure 2.5 Distributions du champ électrique des deux modes d’excitation des lignes couplées en micro-ruban Adaptée de Pozar (2005, p. 338) Il a été démontré que le maximum de couplage est atteint lorsque la longueur physique des lignes couplées est égale à 4 ou k 4 (Cohn, 1955), où k est un nombre entier impair et étant la fréquence centrale. Cette longueur de ligne, 4 , crée un décalage dans la phase du signal de 90°. La valeur du couplage dépend de l’espacement entre ses deux lignes couplées ainsi que la largeur de ces lignes. Pour concevoir un coupleur avec une impédance caractéristique 0 Z et un facteur de couplage C, les impédances caractéristiques du mode pair et impair peuvent être déterminées à partir des équations suivantes (Pozar, 2005, p. 338):

Une fois ces impédances connues, on peut estimer la largeur et espacement des lignes couplées, à partir des graphes de conception (Bryant et Weiss, 1968). Ce type de coupleur présente une largeur de bande plus intéressante que celle du coupleur à branches, cependant il est pratiquement impossible de le fabriquer avec la plupart des technologies de fabrication. En effet, en utilisant l’outil Lincalc de ADS, on peut facilement évaluer l’espacement entre les deux lignes couplées, qui est de l’ordre de 28 m, pour un couplage de 3 dB à la fréquence de 4 GHz, avec un substrat à constante diélectrique ( 10 r ) et une épaisseur de 2.5 mm. Toutefois, il existe une autre façon de concevoir un coupleur 3 dB en utilisant des lignes couplées en 3D (Broadside Coupled Striplines), qui sera développé en détail au chapitre 4 de ce mémoire. En résumé, il existe différentes topologies de conception de coupleurs hybrides 90°.

Trois topologies ont été proposées et soutenues par une revue de littérature rassemblée dans le Tableau 2.1. Dans notre cas, on est plutôt intéressé par la taille et la largeur de bande du coupleur. Plus le coupleur est petit, moins son intégration à la structure balancée est encombrante. Aussi, on prévoit de concevoir un LNA large bande, donc intégrer un coupleur hybride large bande dans la structure balancée favoriserait l’atteinte de notre objectif. Pour cela, le choix d’un coupleur à ligne couplé (Broadside Coupled Striplines) semble être le plus adéquat à notre application, vu qu’il présente la taille la moins encombrante et la bande de fréquence la plus large comparativement au coupleur de lange et au coupleur à branches.

JUSTIFICATION DU CHOIX DE L’INTÉGRATION D’UN LNA A STRUCTURE BALANCÉE EN TECHNOLOGIE LTCC

Tel qu’étudié au chapitre précédent, l’un des inconvénients majeurs de la topologie balancée du LNA réside dans sa structure encombrante. Cette contrainte est due essentiellement à la superficie occupée par les deux coupleurs hybrides. Intégrer ces coupleurs dans une technologie de fabrication, qui permet la miniaturisation, est l’un des objectifs majeurs de ce travail de recherche. La technologie LTCC (Low Tempreture Cofired Ceramic) offre la possibilité d’insérer dans le corps du substrat les circuits passifs, tels que les coupleurs hybrides, tout en procurant un support d’emballage aux composants actifs en puce, tels que les transistors. Le résultat de cette fabrication est un circuit en céramique multicouche, où les dispositions des éléments passifs et actifs sont optimisées pour une haute densité d’intégration avec des interconnexions tridimensionnelles. Ce chapitre, tel qu’illustré par la Figure 3.1, traite en premier lieu le besoin de miniaturiser le LNA en donnant une idée sur la structure actuelle du LNA et la nouvelle structure proposée. Les motivations du choix de la technologie LTCC, pour l’implantation de la nouvelle structure, sont abordées dans la section suivante qui comprend, entre autres, une description du procédé de fabrication LTCC, un aperçu sur les différents matériaux diélectriques utilisés dans cette technologie, un portrait sur les étapes de fabrication du procédé ÉTS-LTCC et ses règles de conception. La dernière section cible les défis de l’intégration 3D en technologie LTCC et ses limitations.

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Table des matières

INTRODUCTION
CHAPITRE 1 AMPLIFICATEUR À FAIBLE BRUIT PRINCIPES DE BASE
1.1 Introduction
1.2 Figure de bruit d’un récepteur RF
1.3 Transistor hyperfréquence à faible bruit
1.3.1 Choix de la technologie de semi-conducteur
1.3.2 Comportement faible bruit d’un FET
1.4 Linéarité d’un amplificateur
1.4.1 Plage dynamique
1.4.2 Distorsion d’intermodulation
1.5 Conception d’un amplificateur à faible bruit
1.5.1 Stabilité d’un amplificateur
1.5.2 Cercles de stabilité
1.5.3 Facteur de stabilité
1.5.4 Cercles de bruit
1.6 Conclusion
CHAPITRE 2 ÉTAT DE L’ART DES AMPLIFICATEURS À FAIBLE BRUIT
2.1 Introduction
2.2 Amplificateur à bande étroite
2.3 Amplificateur à large bande
2.4 Architecture Balancée d’un LNA
2.4.1 Principe
2.4.2 Avantages
2.4.3 Inconvénients
2.5 Coupleur hybride 3 dB 90°
2.5.1 Coupleur de Lange
2.5.2 Coupleur à branches
2.5.3 Coupleur à lignes couplées
2.6 Conclusion
CHAPITRE 3 JUSTIFICATION DU CHOIX DE L’INTÉGRATION D’UN LNA A STRUCTURE BALANCÉE EN TECHNOLOGIE LTCC
3.1 Introduction
3.2 Besoin de miniaturiser le LNA
3.2.1 Structure actuelle du LNA
3.2.2 Nouvelle structure proposée du LNA
3.3 Choix de la technologie de fabrication
3.3.1 La technologie LTCC
3.3.2 Les matériaux diélectriques LTCC et leurs propriétés
3.3.3 Procédé de fabrication ÉTS-LTCC
3.3.4 Avantages de l’intégration du LNA en technologie LTCC
3.4 Défis de l’intégration 3D et limitations du procédé de fabrication LTCC
3.4.1 Défis de l’intégration 3D en technologie LTCC
3.4.2 Limitations de la technologie LTCC
3.4.2.1 Règles de conception ÉTS-LTCC
3.4.2.2 Facteur de retrait
3.5 Conclusion
CHAPITRE 4 CONCEPTION D’UN COUPLEUR HYBRIDE LARGE BANDE EN TECHNOLOGIE LTCC
4.1 Introduction
4.2 Conception d’un coupleur hybride intégré dans le substrat
4.2.1 Configuration du substrat
4.2.2 Optimisation de la transition des lignes strip-line à micro-ruban
4.2.3 Optimisation de la transition des lignes micro ruban à coplanaire
4.2.4 Structure optimisée du coupleur hybride
4.2.5 Sensibilité du coupleur
4.3 Fabrication
4.4 Résultats de mesures
4.5 Conclusion
CHAPITRE 5 CONCEPTION ET INTÉGRATION EN TECHNOLOGIE LTCC D’UN LNA À STRUCTURE BALANCÉE
5.1 Introduction
5.2 Conception du LNA à structure balancée
5.2.1 Cahier des charges
5.2.2 Choix du transistor en puce
5.2.3 Conception du LNA
5.2.3.1 Circuit de polarisation
5.2.3.2 Circuit d’ajustement
5.3 Intégration en technologie LTCC et résultats des simulations
5.3.1 Intégration 3D du LNA
5.3.2 Résultats des simulations
5.3.2.1 Figure de bruit du LNA
5.3.2.2 Stabilité du LNA
5.3.2.3 Gain du LNA
5.3.2.4 Coefficients de réflexion du LNA
5.4 Fabrication et montage
5.4.1 Dessin des masques du LNA
5.4.2 Fabrication et montage des composants discrets
5.5 Tests et mesures
5.5.1 Mesures du coupleur hybride
5.5.2 Tests et mesures du LNA
5.5.2.1 Mesures du gain et des coefficients de réflexion
5.5.2.2 Mesures de la figure de bruit
5.5.3 Résumé des résultats de mesures et interprétations
5.6 Conclusion
CONCLUSION
ANNEXE I Article de conférence
ANNEXE II Fiche technique du transistor Mitsubishi MFGC4453A
ANNEXE III Paramètres S et paramètres de bruit du transistor Mitsubishi MFGC4453A
ANNEXE IV Résultats des simulations de la sensibilité du coupleur (broadsidecoupledstriplines) au décalage en offset
ANNEXE V Résultats de mesures des coupleurs fabriqués à la Run7
ANNEXE VI Résumé des performances du coupleur C1
ANNEXE VII Fiche technique Dupont 951
BIBLIOGRAPHIE