Soutenance mémoire
Etat de l’art des alimentations à forte isolation galvanique
Nous allons à présent lister les différentes techniques pour assurer l’alimentation et l’isolation d’un driver. La technique Bootstrap permet de créer un décalage entre deux niveaux de tension à l’aide d’un condensateur qui se charge à la tension de grille de l’interrupteur et crée ainsi une référence flottante (Figure 20) [LEFEBVRE-02]. Au vu des tensions appliquées dans le projet (10 kV), il n’est donc pas réalisable à cause de la limitation technologique des condensateurs existants qui conduirait à un volume rédhibitoire du driver. De plus ce principe limite le rapport cyclique. Une deuxième technique consisterait à utiliser un transformateur. En cas de besoin de forte isolation galvanique du transformateur, on utilise habituellement un liquide diélectrique tel que l’huile silicone (rigidité diélectrique de 15 kV/mm) [NAGEL], ou un gaz dont la rigidité diélectrique est supérieure à celle de l’air (CF4 par exemple, rigidité de 17 kV/mm contre 3 kV/mm pour l’air). Le désavantage de l’huile est sa sensibilité à l’humidité environnante et aux impuretés se détachant des parois du contenant causé par le vieillissement ou par le stress mécanique. Le désavantage du gaz à forte rigidité diélectrique est sa toxicité à haute température. D’autre part, le conditionnement spécifique (étanchéité forte) rend ces deux solutions inappropriées au milieu ferroviaire qui subit à la fois des contraintes mécaniques, climatiques et thermiques. Dans le contexte de l’alimentation des drivers (quelques Watts), un transformateur à air permettrait aussi d’assurer la transmission de puissance mais, l’absence de matériau magnétique diminue considérablement la valeur de l’inductance magnétisante, ce qui accroit la puissance apparente, augmentant les pertes cuivre et diminuant considérablement le rendement du système complet sans résoudre la question du volume [TANG]. Récemment, un transformateur fortement isolé a été réalisé par le National Institute of Standards Technology (NIST) de Gaithersburg [BERNING] pour des applications telles que celles réalisées par la DERPA (Defense Advanced Research Projects Agency, département de la défense des Etats Unis). L’objectif de cette recherche consiste à réaliser un circuit isolé de commande de grille pour des interrupteurs fort courant et haute tension, développés pour un module composé de MOSFET/JBS SiC 10 kV, 100 A fonctionnant à 20 kHz. Cette alimentation de drivers a été dimensionnée pour une isolation de 30 kV. Le transformateur développé pour ce cahier des charges se compose d’un primaire à N spires placé dans une gaine isolante (même procédé au secondaire). Cette structure permet d’obtenir une forte isolation galvanique grâce à la tenue diélectrique du matériau isolant et à la distance séparent la gaine contenant les spires primaires de la gaine contenant les spires secondaires. Cette structure permet également de minimiser la capacité entre le primaire et le secondaire, et réduit le courants conduits de mode commun. Cependant la structure du transformateur est atypique (Figure 21) et reste difficile à réaliser industriellement. Un autre type de transformateur fortement isolé pour une toute autre gamme de puissance a été développé par le laboratoire PESL de Zurich pour une application liée à l’énergie renouvelable. Il s’agit d’un transformateur de puissance apparente nominale de 1 MVA, 20 kHz isolé à 10 kV [ORTIZ]. Ce transformateur assure l’isolation galvanique au niveau du convertisseur DC/DC à étage intermédiaire moyenne fréquence pour un système à récupération d’énergie provenant d’une éolienne. Trois structures ont été étudiées par le laboratoire PESL [ORTIZ] afin de répondre au critère d’isolation galvanique de 10 kV, tout en minimisant les pertes. Elles prennent en compte le refroidissement qui permet de maintenir une température stable pour ne pas altérer les propriétés des différents composants ainsi que les effets de peau et de proximité qui jouent un rôle principal pour les pertes cuivre. Dans la structure « core type » (Figure 22), l’isolation est réalisée en plaçant une couche d’isolant sec (Mica) entre le primaire et le secondaire du transformateur. Il est constitué d’un seul noyau magnétique sur lequel les enroulements sont placés sur deux jambes du noyau magnétique. le fil de litz a été choisi pour l’enroulement HT. Dans la structure « shell type » (Figure 23), l’isolation est réalisée grâce à la gaine du câble HT. Ce transformateur est constitué de deux noyaux magnétiques en U et un en I formant un noyau en E. L’enroulement BT est réalisé à l’aide de feuillard de cuivre disposé autour de la jambe centrale du noyau magnétique, l’enroulement HT multibrins est réalisé autour de l’enroulement BT. Dans la structure « matrix » (Figure 24), l’isolation est réalisée grâce à la gaine du câble HT. Ce transformateur est constitué de six noyaux magnétiques. L’enroulement HT est bobiné autour d’une jambe des noyaux magnétiques, disposant ainsi les jambes de ces noyaux comme un noyau central. Sur l’autre bras de chaque noyau est disposé l’enroulement BT, séparant ainsi le courant BT en 6. Les auteurs de l’étude rapportent que de ces trois structure, la « core type » est la plus performante du point de l’association volume/pertes (4,3 l/ 2,81 W). Ce transformateur est encore en phase de réalisation. L’objectif le plus contraignant de notre projet est d’obtenir une isolation de 60 kV et la nécessité d’avoir un système facile à entretenir donc à démonter. De ces points de vue les structures développées par le NIST et le PESL de Zurich ne nous conviennent pas. Toutefois l’idée d’utiliser une gaine fortement isolante pour les bobinages sera envisagée et développée dans le chapitre 2.
Principe du transformateur à double isolation galvanique
Objectifs Le développement du transformateur à double isolation galvanique (DGIT) a été conduit dans le but de réaliser un double niveau d’isolation galvanique HT (10 kV) et THT (60 kV), vis-àvis de la commande éloignée et vis-à-vis de l’autre interrupteur de la cellule de commutation. Pour réaliser ce dispositif, plusieurs contraintes ont été considérées et utilisées comme données de départ pour les différentes études menées dans ce chapitre. Les impératifs à respecter et les données de base sont donc :
Un rendement globale de 80% ( existant actuellement) pour les alimentations des allumeurs,
Une tension d’entrée fournie par des batteries pouvant varier entre 46 V et 130 V, Une isolation galvanique THT de 60 kV (liée à l’amplitude maximale du transitoire de la tension caténaire) et une isolation galvanique HT de 10 kV (liée au niveau de tension des semiconducteurs à alimenter),
Une tension d’alimentation des drivers de 30 V +/- 3 V DC,
Une puissance maximale consommée par chaque driver de l’ordre de 10 W,
L’onduleur de courant fonctionnant dans les 4 quadrants implique l’utilisation de 8 semi-conducteurs pour ce convertisseur,
L’onduleur de tension fonctionnant dans les 2 quadrants implique l’utilisation de 4 semi-conducteurs commandés pour ce convertisseur,
L’entretien de l’équipement doit être simplifié au maximum.
Comme il a déjà été évoqué, la nécessité d’isolation galvanique a pour conséquence l’augmentation du volume du circuit magnétique qui doit contenir des conducteurs très fortement isolés. Pour limiter cet accroissement volumique, une réflexion concernant le choix de plusieurs paramètres dimensionnant dont le matériau magnétique a été menée et nous avons établi une procédure pour les dimensionner au mieux. Afin d’alimenter l’ensemble des drivers d’un niveau de conversion, il a été nécessaire d’adapter le principe du DGIT de façon à constituer plusieurs secondaires (un par driver d’une même cellule de commutation). Une réflexion concernant l’architecture du système DGIT multi-secondaires a donc été entreprise. Un modèle électrique a été développé pour l’architecture choisie et validé à l’aide de mesures.
Principe d’isolation THT et HT Afin d’assurer les deux niveaux d’isolation galvanique nécessaires au système d’alimentation des commandes des MOSFET SiC, il a fallu à la fois traiter l’isolation THT et HT pour former le DGIT [GALAI-11-1]. Le choix de la forme du noyau magnétique réalisant l’isolation galvanique s’est porté sur le tore. En effet celle-ci permet d’avoir un coefficient de couplage satisfaisant entre le bobinage primaire et secondaire, et en plaçant le fil secondaire (ou primaire) au centre du noyau torique, d’assurer le maximum d’isolement en maintenant une distance d constante entre le bobinage primaire et secondaire (Figure 37 et Figure 38). La distance « d » nécessaire entre le bobinage primaire et secondaire, pour une isolation THT (60 kV) et HT (10 kV) est fixée par la rigidité diélectrique de l’air sec (36 kV par cm). Un des critères dimensionnant étant le volume global du système, nous avons cherché à diminuer cette distance. De ce fait, l’équipe « matériaux » du laboratoire PRIME d’ALSTOM transport, a été chargée d’imprégner les transformateurs dans de la résine époxy « Araldite CW 2250 » dont les caractéristiques à 25°C sont les suivantes (extrait de la datasheet « Vantico Araldite CY 2250/ HY 2251 ») :
Masse spécifique à 25°C : 1,57 g/cm3
Conductibilité thermique : 0,67 W/mK
Constante de permittivité électrique : 4,6
Rigidité diélectrique : 28 kV/mm
Résistance au choc thermique : -40°C/ +120°C
Ainsi nous pouvons réaliser un gain d’espacement considérable (cf. Tableau 3). Dans ce tableau nous retrouvons des données théoriques de l’espacement dans l’air et dans le matériau époxy choisi, pour une tenue diélectrique de 60 kV. Ces données sont renseignées pour une température de 25°C, dans un milieu sec. Tenue diélectrique d théorique dans l’air d théorique dans l’isolant 60 kV 32 mm 12 mm Ainsi que nous l’avons vu au premier chapitre, deux principes de double isolation galvanique sont possibles. Le premier consiste à mettre tous les bobinages autour d’un même noyau magnétique et isoler les conducteurs entre eux tel que nous pouvons le voir à la Figure 39 . Le deuxième principe consiste à séparer les deux niveaux d’isolation galvanique, un niveau tenant compte de l’isolation 60 kV et un autre niveau tenant compte de l’isolation 10 kV. Tel que nous pouvons le voir sur la Figure 40 , cette structure est rendue possible par l’usage d’un fil pilote et elle est composée de deux noyaux magnétiques. Un DGIT est donc équivalent à deux transformateurs en cascade reliés par un conducteur. Afin de limiter l’effet de peau dans ce conducteur qui peut être d’une grande longueur, il a été choisi de réaliser le fil pilote en câble de litz. Concernant la double isolation galvanique avec un seul noyau magnétique, la distance d’isolement entre chaque conducteur peut rapidement accroître le volume global du dispositif. Son dimensionnement et son optimisation sont réalisés afin de pouvoir comparer les résultats obtenus avec ceux du DGIT (à multi noyaux magnétiques) dans le paragraphe III. L’étape précédant le dimensionnement du DGIT est de définir la disposition des différents secondaires du DGIT par rapport au primaire. Pour ceci cinq architectures ont été étudiées à l’aide de leurs schémas électriques équivalents. Dans cette première étape, nous avons modélisé les transformateurs et le fil pilote par des impédances et des coupleurs idéaux. Après la définition des différentes architectures possibles, une étude de dimensionnement basée sur les schémas représentés ci-dessous a permis de faire une comparaison des pertes dans les conducteurs, dont le fil pilote qui, comme on le verra, est la cause principale des chutes de tension. Une première structure composée d’un seul noyau magnétique pour plusieurs bobinages secondaires et un bobinage primaire à conducteur fortement isolé est représentée à la Figure 41, ainsi que son schéma électrique à la Figure 42. Cette structure permet de réaliser une isolation THT grâce à la gaine du bobinage primaire et une isolation HT grâce à l’isolation galvanique assurée par le diélectrique se trouvant entre les bobinages. Celle-ci est difficilement réalisable à cause de la difficulté de manipulation du fil de litz, ce qui limite le nombre de spires. Pour étudier les pertes liées à cette structure, nous avons ramené le schéma électrique équivalent au secondaire, tel que nous pouvons le voir à la Figure 43. Pour minimiser le rayonnement du fil pilote reliant les noyaux entre eux (effet de boucle), celui-ci doit être torsadé [BREHAUT-06]. Pour étudier les pertes liées à cette structure, nous avons ramené le schéma électrique On fait l’hypothèse que la densité de courant sera imposée dans le fil pilote (voir procédure de dimensionnement page 75). L’architecture en série impose le courant en sortie. Afin de réguler les grandeurs de sortie de ce montage, la régulation devrait donc se faire en courant, à supposer que toutes les impédances secondaires soient égales. D’après les Equation 7 et Equation 8, nous pouvons voir que cette configuration aura tendance à accroitre les pertes car la somme des impédances mènerait à une valeur conséquente à cause de l’allongement du fil pilote, toutes impédances des transformateurs égales par ailleurs (voir les résultats de calcul réalisé à l’aide d’un programme d’optimisation paramétrique dans le Tableau 4, paragraphe III). Afin de minimiser le courant dans le fil reliant le transformateur primaire au transformateur secondaire et d’équilibrer les tensions de sortie du DGIT, une architecture permettant le positionnement en parallèle des secondaires à été proposée (cf. Figure 47 et Figure 48). Cette architecture montre une symétrie des tensions secondaires qui pourra être avantageuse pour la réalisation de la structure. Pour étudier les pertes liées à cette structure, nous avons ramené le schéma électrique équivalent au niveau du fil pilote, tel que nous pouvons le voir à la Figure 49. L’objectif des régulateurs à l’entrée des drivers est de fixer la tension DC à 30 V. Les caractéristiques d’entrée courant-tension des régulateurs classiquement utilisés sur les cartes drivers (Figure 50 et Figure 51) [DISCOURT-08] montrent que selon le type de montage des transformateurs (série ou parallèle), il peut y avoir un ou deux points de fonctionnement. Pour le montage série, le fait d’avoir deux points de fonctionnement pour un courant imposé (points A’B’ et A’’B’’ sur la Figure 50), en fait un montage instable car la tension de régulation peut ne pas être identique pour les deux secondaires du DGIT. Pour pallier ce problème de stabilité, il faut opter pour un montage parallèle afin qu’il n’existe qu’un seul point de fonctionnement stable pour une même tension donnée (points AB sur la Figure 51), le déséquilibre en courant n’est pas gênant dans ce cas. Afin de réduire les longueurs des fils entre le transformateur primaire et les transformateurs secondaires du DGIT, l’architecture en cascade a été étudiée. Pour étudier les pertes liées à cette structure, nous avons ramené le schéma électrique équivalent au niveau du fil pilote, tel que nous pouvons le voir à la Figure 54. L’architecture en cascade a été pensée pour la diminution de l’inductance des fils pilotes, liée à la possibilité de réduire en partie la longueur de ce fil. Cependant une chute de tension en cascade (liée aux différentes impédances du fil pilote et des transformateurs secondaires, augmentant en cascade) impose de moduler le nombre de spires au secondaire du DGIT pour chacun des secondaires. Ceci est un point négatif du point de vue de la modularité de cette structure. De plus le courant présent dans le fil situé entre le primaire et le secondaire du DGIT est la somme de tous les courants absorbés ; ce qui conduit à dimensionner en conséquence son diamètre si on veut minimiser les pertes joules (cf. paragraphe III pour les résultats d’optimisation). Cette architecture n’est donc pas intéressante pour notre application. Une étude quantitative est faite dans le paragraphe III afin d’évaluer les chutes de tensions et la masse des noyaux magnétiques. L’architecture parallèle 2 a été inspirée de l’architecture parallèle 1 et simplifiée afin de la rendre plus modulable. Le schéma électrique équivalent de cette structure est similaire à celui de l’architecture parallèle 1 (Figure 47) dans lequel nous retrouvons les mêmes paramètres. La seule différence est située au niveau de la longueur du fil entre le transformateur primaire du DGIT et le point de mise en parallèle des branches. Si ce dernier est proche du transformateur primaire du DGIT, ceci réduit la valeur de l’impédance d’entrée Zfile du fil pilote avant la mise en parallèle (section de fil plus grande sur le fil d’entrée, ce qui diminue l’impédance linéique de ce conducteur), et réduit donc les pertes globales. Cette architecture ressemble beaucoup à l’architecture parallèle 1. Son avantage réside donc dans sa modularité, au lieu d’avoir trois secondaires pour le transformateur primaire, il n’y en a qu’un. De plus, ceci permet plus facilement, géométriquement parlant, d’imposer une distance fixe entre primaire et secondaire afin de maintenir l’isolation galvanique souhaitée. De façon qualitative, nous pouvons d’ores et déjà remarquer que les structures paraissant les plus adaptées à notre application sont les structures parallèle 1 et parallèle 2 grâce à la stabilité de la tension de sortie et à sa modularité. Une étude plus approfondie est nécessaire pour effectuer un choix plus précis tenant compte des paramètres les plus contraignants. Pour ceci, nous avons développé un programme de dimensionnement paramétrique pour ces différentes architectures. A la suite de ce calcul paramétrique, une architecture peut être choisie en comparant les chutes de tension, le rendement et le poids de ces différentes structures.
Disposition du DGIT par rapport aux allumeurs
La Figure 98 montre qu’on a choisi de séparer le DGIT de l’onduleur de tension et celui de l’onduleur de courant. L’onduleur de courant étant composé d’interrupteurs quatre quadrants, il y a huit cartes d’allumeurs à alimenter (Figure 98). L’onduleur de tension nécessite quant à lui quatre cartes d’allumeurs. Ainsi, nous avons disposé en parallèle un DGIT à huit secondaires (DGIT8) et un DGIT4 en sortie du convertisseur DC/AC. Cette disposition implique qu’il y a autant d’alimentations que de niveaux. Nous aurions pu faire le choix d’un seul convertisseur DC/AC avec l’inconvénient de la perte totale de contrôle de la puissance en cas d’avarie sur celui-ci. La puissance consommée à vide (sans ordre de commande) par l’ensemble des cartes drivers d’un niveau est de 38 W. Pour une question de modularité, le DGIT4 et le DGIT8 doivent être réalisés identiquement, ce qui rend la maintenance plus aisée une fois le système intégré dans les nouvelles générations de trains. A l’aide du logiciel de dimensionnement présenté au chapitre II, nous avons conçu le système des DGIT à partir des contraintes les plus fortes (tenant compte des chutes de tension, de la section du fil de litz, des dimensions des noyaux magnétiques, etc…). Ce qui nous a conduits à obtenir les caractéristiques présentées au Tableau 15 pour tous les DGITs.
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Table des matières
CHAPITRE 1 : Mise en contexte et cahier des charges
I. Cahier des charges du projet CONCIGI HT
1. Etat de l’art des chaines de traction électrique ferroviaire
2. Programme de recherche
II. Alimentation des drivers à forte isolation galvanique
1. Etat de l’art des alimentations à forte isolation galvanirue
2. Propositions pour la forte isolation galvanique des drivers
III. Transmission de l’information de commande pour convertisseur multi-niveaux
1. Etat de l’art de la transmission de commande de convertisseur
2. Proposition pour la commande de driver pour convertisseur multi-niveaux
3. Solution complète
CHAPITRE 2 : Etude architecturale et dimensionnement du DGIT
I. Principe du transformateur à double isolation galvanique
1. Objectifs
2. Principe d’isolation THT et HT
II. Méthode de dimensionnement d’un DGIT multi secondaires
1. Méthodologie de dimensionnement des noyaux magnétiques
2. Calcul du nombre de spires primaire du DGIT
3. Vérification de la distance d’isoleŵent
4. Vérification du courant magnétisant
5. Calcul du nombre de spires secondaires
6. Calcul de la section des conducteurs et du nombre de couche du bobinage
7. Calcul des pertes Joules et des pertes fer
8. Algorithme de dimensionnement du DGIT
III. Choix paramétrique pour l’optimisation du DGIT
1. Choix de l’architecture
2. Choix du matériau magnétique
3. Choix de l’induction et de la fréquence d’alimentation
4. Choix du nombre de spires du fil pilote
5. Synthèse des choix paramétriques optimaux
IV. Etude fréquentielle du DGIT en mode différentiel
1. Etude fréquentielle des transformateurs du DGIT
2. Etude fréquentielle du DGIT multi secondaires
3. Comportement du DGIT imprégné
V. Etude fréquentielle du DGIT en mode commun
1. Etude fréquentielle des transformateurs du DGIT
2. Etude fréquentielle du DGIT en mode commun
VI. Conclusion
CHAPITRE 3 : Alimentation des allumeurs de MOSFET SiC Haute Tension
I. Introduction
1. Système d’allumeurs à alimenter
2. Disposition du DGIT par rapport aux allumeurs
II. Etude théorique de l’alimentation DC/AC/DC des allumeurs
1. Etude théorique du régime résonant
2. Etude théorique du régime quasi-résonant
III. Modélisation du DGIT et de son système d’alimentation
1. Représentation du système complet
2. Résultats de simulation
IV. Modélisation de l’ensemble alimentation et DGIT
1. Validation du régime résonant par la simulation circuit
2. Validation du régime quasi-résonant (ou discontinu)
3. Influence de l’imprégnation des transformateurs
4. Bilan expérimental de puissance
V. Régulation à double isolation galvanique
1. Systèmes existants
2. Modélisation du système type CPL
3. Résultats
VI. Modélisation et validation du comportement électrique face à une perturbation de mode commun
1. Perturbation du DGIT dans le système complet non alimenté
2. Perturbation du DGIT dans le système complet alimenté
VII. Conclusion
CHAPITRE 4 : Vers une commande de MOSFET SiC Haute Tension par radiofréquence
I. Introduction
II. Définition du signal de commande pour le MOSFET SiC HT
III. Choix du matériel pour le dispositif de commande
1. Transmission à modulation de fréquence analogique
2. Transmission par HopeRF
3. Comparaison et choix du mode de transmission RF
3.a Antenne Fouet
3.b Antenne PCB
3.c Comparaison des dispositifs de transmission
IV. Essais et résultat de la transmission RF GigaLink pour la commande de drivers
1. Comportement de la réception
2. Comportement de la réception avec écran perturbateur
V. Conclusion
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